LTE导频上行帧结构设计

LTE导频2.1 上行帧结构设计

1 引言

引言提出了对本文档的纵览，帮助读者理解该文档的编写目的，适用的读者，参考资料，

术语解释等等。 1.1

编写目的

简要描述本文档涉及的研究内容和范围，说明本文档编写的目的和意义。 1.2

预期读者和阅读建议

列举本文档所针对的不同读者，如开发人员、项目经理、测试人员或文档编写人员等，提出适合各类用户的阅读建议。 1.3

缩写术语

提供正确理解该文档所包含的全部术语的定义、首字母缩写词和缩略语。

第 1 页 共 109 页

2 上行导频设计

2.1

上行帧结构设计概要

尽管上行这结构的设计并不是我们这里所关心重点，但是与下行导频设计一样，这结构的设计将直接影响着上行导频的设计，所在这里我们也需要简单介绍一下上行帧结构。在公司内部文档相关参考文献[1]中有详细介绍，我们这部分内容将从中取出分析。2.1.1

早期的LTE上行帧结构

从上、下行链路的对称性考虑，EUTRA上行帧结构必须与下行相一致。因此早期的上行帧结构在设计上与早期的下行帧结构是基本相同的，无线帧长也为10ms，一个无线帧等分为20个0.5ms的子帧。唯一的不同之处就在于子帧结构设计，下行链路子帧结构的设计非常简单，即根据CP模式（常规CP/扩展CP）的不同，一个子帧可包含7/6个OFDM符号；而上行子帧则进行了独特的长块、短块结构设计，如图表 2-1。

1 sub-frame = 0.5 msecCPLB#1CPSBCP#1LB #2CPLB #3CPLB #4CPLB #5CPSB CP#2LB#6

SB#3 1 sub-frame = 0.5 msecCPSBCP#1LB #1CPLB #2CPLB #3CPSBCP#2LB #4CPLB #5CPLB #6CP图表 2-1 包含2、3个短块子帧结构版本

早期的LTE上行之所以考虑这样的子帧结构，主要是出于放置导频的需要。与下行链路不同，上行链路最终采用的是基于单载波-频分复用（SC-FDMA）的多址方式。由于各用户数据之间是频分复用的，因此希望每个用户的导频信号与用户数据能够占用相同的带宽，即希望导频与数据之间采用TDM的复用方式。因此需要在子帧中预留出一定的时间段用来专门发送导频，我们称之为导频块。任意一个参数的设置都不可能是任意的，都需要权衡所有的制约因素，选择一个最优的方案，对于导频块的设计当然也不例外。与导频块设计相关的参数有2个，即导频块的时间间隔和导频块的数量。对这两个参数进行设置需要考虑的因素主要有以下3个：

◆子帧结构的复杂度 从这个角度考虑，一方面希望导频块的数量不要太多，另一方面希望导频块所占的时间间隔与数据块所占的时间间隔最好满足一定的倍数关系，同时希望导频块的位置是固定的。

◆导频开销

从这个角度考虑，希望导频块尽量的短，并且导频块的数量尽量的少。 ◆信道估计质量

从这个角度考虑，希望一个子帧内导频块的数量能够多于一个，因为在高速情况下，至少需要2个导频块才能获得足够的信道估计性能。同时导频块之间需要保持一定的时间间隔，但该间隔也不能过大，这样有利于联合一个子帧内的各导频块进行子帧内插值，并且，在Localized映射的情况下，还能够联合相邻子帧的导频块进行子帧间插值，进一步提高信道估计的质量。

综合以上3个方面的因素考虑，在导频块的时间间隔的设置上，各公司几乎没有分歧，都认为令导频块的时间间隔为数据块的一半是比较合适的，这也就是我们所说的短块，与之相对，通常将数据块称为长块。值得注意的是长块只能用来承载用户数据（这里的用户数据既包括基于调度的数据传输，也包括基于竞争的数据传输），短块既能承载导频信号，又能承载用户数据。这主要是基于在保证一定的信道估计质量的前提下，尽量降低导频开销的考

第 2 页 共 109 页

虑，使得能够根据实际的应用场景，对导频块进行灵活的配置。根据参考文献[2]的仿真结果：在低速环境中，只需要一个导频块就能够满足要求，同时又可使吞吐量达到最大；在中速环境中，使用两个导频块可获得令人满意的性能；在高速环境中，尤其在低SNR以及高多普勒情况下，综合考虑信道估计质量和导频开销，认为配置三个导频块能够达到最好的性能。关于一个子帧中短块的数量，当时虽未达成一致，但主要的观点都集中在2个或3个，因为一时难以抉择，所以25.814一开始给出了子帧结构的两个版本[3]，即为上文图表 2-1，分别对应2个和3个短块情况。关于短块具体位置也有很多提案，从信道估计质量方面考虑，并经过大量仿真，认为对于2个和3个短块的情况，如图表 2-1所示的方案是最优的。

上行传输的最小TTI长度与上行子帧间隔相等，也为0.5ms，同时与下行类似，由多个子帧组成的长TTIs的情况也会被考虑。

对应于图表 2-1的其它参数的设置分别表格 2-1和表格 2-2所示。对于上行链路来说，在进行参数设置的时候需要全面考虑带宽利用率和PAPR两方面的因素。我们知道，在SC-FDMA信号产生的过程中，频域成形滤波器的滚降系数越大，PAPR越低，带宽利用率也越低；反之，滚降系数越小，PAPR越高，带宽利用率也越高，因此需要在两者之间做一个合理的折中。而这个主题已经不再是我们这里讨论的主要范畴了，有兴趣的读者可以查阅参考文献[1]，其中有较为详细的分析和介绍。

表格 2-1 上行传输参数（带宽利用率为81.9%）[3] “Transmission bandwidth” (MHz) 20 Sub-frame duration (ms) 0.5 Long block size (s/symbols) 62.50/1024 Short block size (s/symbols) 31.25/512 CP duration (s/symbols) (3.91/)  1*, (3.42/56)  8 15 0.5 62.50/768 31.25/384 (3.91/48)  1*, (3.42/42)  8 10 0.5 62.50/512 31.25/256 (3.91/32)  1*, (3.42/28)  8 5 0.5 62.50/256 31.25/128 (3.91/16)  1*, (3.42/14)  8 2.5 0.5 62.50/128 31.25/ (3.91/8)  1*, (3.42/7)  8 1.25 0.5 62.50/ 31.25/32 (7.81/8)  1*, (2.93/3)  8 *: {(x1/y1)  n1, (x2/y2)  n2} means (x1/y1) for n1 pilot or data blocks and (x2/y2) for n2 pilot or data blocks

表格 2-2 上行传输参数（带宽利用率约为90%）[3] “Transmission bandwidth” (MHz) 20 Sub-frame duration (ms) 0.5 Long block size (s/samples) 66.67/2048 Short block size (s/samples) 33.33/1024 CP duration (s/samples) (4.13/127)  7, (4.39/135)  1* 第 3 页 共 109 页

15 0.5 66.67/1536 33.33/768 (4.12/95)  7, (4.47/103)  1* 10 0.5 66.67/1024 33.33/512 (4.1/63)  7, (4.62/71)  1* 5 0.5 66.67/512 33.33/256 (4.04/31)  7, (5.08/39)  1* 2.5 0.5 66.67/256 33.33/128 (3.91/15)  7, (5.99/23)  1* 1.25 0.5 66.67/128 33.33/ (3.65/7)  7, (7.81/15)  1* *: {(x1/y1)  n1, (x2/y2)  n2} means (x1/y1) for n1 pilot or data blocks and (x2/y2) for n2 pilot or data blocks

2.1.2 LTE上行帧结构的演进及最终方案

同下行相一致，上行帧结构也引入了时隙和子帧的概念，它们的长度分别为0.5ms和1ms。如图表 2-1所示子帧结构被修正为时隙结构，两个连续的时隙构成一个子帧。

随着对上行参考信号研究的深入，以及TTI长度由0.5ms修改为1ms，一些公司建议没有必要再保留上行时隙结构中的短块。他们认为：当时之所以决定在上行的子帧（时隙）结构中包含短块，是为了让其承载上行参考信号，这样做最主要的优点是既可以让两个在时间上分离的参考信号在一个TTI（0.5ms）内进行插值，而又依然能够将参考信号的开销保持在14%左右。但是，当前的TTI长度已经被修改为1ms，即使没有短块，也能使一个TTI中包含两个参考信号，即可以用两个长块来承载参考信号，以用于信道估计[4]。图表 2-2 去掉短块后上行子帧结构实例[4]

给出了仅用长块来承载参考信号时的子帧结构的一个实例。值得注意的是，如果长块能够被用于承载参考信号，将会带来极大的灵活性，例如，一个时隙中的所有长块都可以用来承载参考信号，那么参考信号的位置就可以随意选择[4]。 One TTI (1 ms)图表 2-2 去掉短块后上行子帧结构实例[4]

用长块来承载参考信号进行信道估计可以带来以下好处[4]：

- 使上行的时域结构更加简单，并且能够和下行（帧结构、时隙结构）保持一致； - -

不论是参考信号的位置还是数量都可以进行更灵活的配置，从而能够更好的适应不同的传输场景（high/low Doppler, data rate, etc.）； 由于Zadoff-Chu序列的长度可增加一倍，因而使得每个Zadoff-Chu序列所能提供的正交参考信号的数量大大增加。

如图表 2-2所示的子帧结构的缺点是：由于每个TTI中仅有两个参考信号，那么在高多普勒环境中，其性能必然要降低。但是，在LTE的要求中明确的规定：在速度为15km/h以下的范围内，LTE的性能必须达到最优[4]。所以该缺点并不能够成为反对去掉短块的理由。

关于究竟用长块还是短块来承载上行的参考信号传输在各公司之间引起了激烈的讨论，一些公司给出了两种时隙结构下的BLER性能的仿真结果，作为取舍的参考。在这些讨论和

第 4 页 共 109 页

仿真结果的基础上，以下两个方面已经被认同作为主要的权衡因素[5]：

（1）对于只分配了一个资源块给用户进行数据传输的情况，作为解调参考信号的ZC序列的数量将受到。此时，如果用长块来承载参考信号，可提供10-12个ZC序列（具体取决于产生方法，假设是基于一个质数长度的ZC序列）；如果采用短块来承载参考信号，则只能提供4-6个ZC序列。

（2）在速度小于120Kmph的情况下，用长块或短块来承载参考信号所提供的BLER性能是相同的。当UE速度超过120Kmph时，长块结构的性能将逐渐的低于短块。在2GHz载波频率及350Kmph速度条件下，两者在10% BLER性能方面将相差大约1dB。

基于以上讨论，舍弃短块，仅保留长块的时隙结构在RAN1 47bis会议上获得了通过，并且其对应的参数与下行完全一致，不同的是上行每个时隙的第4个长块（即第4个SC-FDMA符号）被指定用来承载上行参考信号，如图表 2-3所示。

RS Data Slot RS Sub-Frame

图表 2-3 LTE上行导频参考信号设计最终方案[5]

注：一个子帧包含2个时隙；每个时隙包含7个长块；一个时隙中间的长块用来承载参考信号

对LTE上行的时隙结构进行修正后，上、下行的帧结构就实现了完全的一致。 2.2

上行PUSCH DM参考信号设计 2.2.1 多UE在SIMO模式下复用方式

在下行链路中，对于每个用户而言同步是自己完成，因此通常认为不会存在由不同步而导致破坏了信号的正交性，但是在上行链路中却不然，对于NodeB而言由于各个UE信号发射时间的差异，可能会导致NodeB对于每个UE的同步并不准确而破坏了信号之间原有的正交性。

在参考文献[6]中提出了对于上行SC-FDMA无线接入方式中，同一个NodeB中的导频信道之间应该保持严格正交性，并认为如下：

1. 在同一个NodeB小区中，上行同步可以自适应控制和调整。 2. 每个NodeB内部衡量来进行正交无线资源分配。

3. NodeB内部各个UE之间导频信道要在时间、频率和码域上保持严格的正交。 在协议讨论初期，25.814中定义了上行导频结构分为Localized 参考信号（占用连续频谱）、Distributed参考信号（占用类似梳状的频谱）。如图表 2-4

图表 2-4 上行Distributed(左)与Localized(右)参考信号结构[3]

上行信号的正交性可以通过以下方式获得

1. 通过发送每一个上行参考信号在不同的子载波子集中（图表 2-5左图），这种方案会

在频域上得到信号之间正交性，同时它可以同时应用在Distributed和Localized任何一种结构中。

2. 通过发送参考信号在码域中，即在一个公共子载波集合中发送信号（图表 2-5右图）。

每个参考信号可以通过一个CAZAC序列专门的循环时延加以区分。它实质上是一

第 5 页 共 109 页

种CDM的方式。

3. 在时间域上达到正交。

4. 以上多种方法的一种结合。

Reference signal #1 Reference signal #2 Reference signal #3

图表 2-5 上行参考信号FDM(左)与CDM(右)复用结构[3]

对于上述各种方式可能的结合以及LTE上行帧结构设计的综合考虑，在25.814对其各种应用也有如下设计。

当Localized数据传输模式，DM参考信号可以

1. 对应不同UE占用不同数据频段，导频参考信号的复用可以使用FDM方式。 2. Localized参考信号结构与传输数据有相同频谱位置，或者Distributed参考信号结构

但是被放在与传输数据有相同频谱的位置，同时只占其中的一部分。 当Distributed数据传输模式，DM参考信号可以

1. 参考信号需要被distributed配置是传输数据可以进行信道估计，就是需要使用FDM

方式。同时由于短块SB的使用，使离散的梳状参考信号带宽是传输数据的2倍，因此为了更好的信道频域采样精度，在频域上SB2相对于SB1需要有一个Staggering。

Short Block 20Short Block 1000DC subcarrier0Long Block

图表 2-6 上行参考信号SB2相对与SB1的Staggering[3]

2. 参考信号占用一个子载波集合，该集合为传输数据块所对应频谱位置，各用户之间

子载波则会在频谱上重叠。

图表 2-7 上行参考信号重叠[3]

经过各个公司讨论，对上面各种方案的总结（其中一些方案舍弃），得如下表格

表格 2-3 上行参考信号复用方式表[3]

第 6 页 共 109 页

Purpose Option 1 Option 2 Option 3 in case of localized Localized uplink data Localized FDMA Localized FDMA FDMA for SB2 transmission CDMA for SB1 Channel estimation for demodulation/detection in case of distributed Distributed Distributed FDMA uplink data CDMA FDMA and/or CDMA transmission Channel sounding for uplink CQI estimation Distributed Distributed FDMA CDMA for SB1 FDMA and/or CDMA 从上面表格中我们可以看到主要为FDM和CDM两种，而FDM通常认为通过一个短Zadoff-Chu序列的重复等方式产生一个参考信号，并通过不同频率偏移产生相互正交的多个参考序列信号。由于FDM方式在频域上成梳状谱，每一个参考信号频点之间距离不能太大超过信道的相关带宽，因此正交序列的数量将完全依赖于信道频率选择属性，这将意味着在频率选择性更强场景中会导致更少的选择序列。对于CDM模式则认为通过一个Zadoff-Chu序列产生一个参考信号，然后经过使用不同的循环移位来生成多个相互正交的参考信号序列。为了能够保证在有时延扩展信道中的正交性，两个参考信号之间的相对偏移必须大于时延扩展的长度，因此这将在某种意义上正交序列的数量，同样在频率选择性大的场景中会造成更少的序列个数[4]。

FDM方式的主要问题在参考信号是基于短Zadoff-Chu序列生成的，短的Zadoff-Chu序列将意味着更少可使用序列数量这将加大小区在参考信号分配规划时的复杂度。从上面所述，我们发现这一点对于小带宽参考信号将是十分苛刻的，因此我们认为在小带宽场景中，应该通过CDM方式产生正交参考信号[4]。

在RAN1#44bis次会议中，各公司就CDM与FDM问题进行了相应的汇总，支持CDM方案的公司认为[10]：

1. 正交导频信号的数量：CDM与FDM通过短块进行调制的话，应该是相等的。 2. BLER性能：在绝大多数场景中，CDM与FDM应该是一致的。

3. 受时间选择性衰落的影响：使用Staggered FDM模式的性能会有损失，这主要由于

在每个块内对于每个子载波只有一个对应导频。

4. 小区间干扰的影响：CDM将会显得更为健壮，并且FDM模式中切换可能不能被很

好的支持。

5. 小区间的干扰消除：只有CDM下可能使用干扰消除，而FDM下不能进行干扰消

除。

6. 远近效应：根据仿真结果，CDM中CAZAC序列复用能够很好克服远近问题。 支持FDM方案的公司认为[10]：

1. 正交导频信号的数量：CDM所给出的正交导频信道数量要比FDM少，因此可能需

额外产生其它的正交序列。

2. BLER性能：由于多径问题的存在以及非正交序列的问题，CDM的性能通常会比

FDM性能差或者接近FDM的性能，不会比FDM的性能更好。

3. 受时间选择性衰落的影响：在高速场景中，CDM模式会使UE之间的干扰增加，这

主要是由于序列正交性遭到破坏。

4. 小区间干扰的影响：当单一干扰存在的时候，CDM会更好，但是在仿真过程中发

现对于多个UE的干扰时，CDM与FDM之间的差异便可忽略。

5. 小区间的干扰消除：认为CDM与FDM是等同的，即使使用FDM方式，不同小区

之间在时频域仍然可以使用CDM的方式

第 7 页 共 109 页

6. 干扰规避：FDM导频非常适合这个技术。

7. 远近效应：CDM结构，UE的发射功率谱之间的差异将直接导致远近问题加重，而

FDM将不存在这个问题。

就上面问题的争执，在RAN1#46次会议上，各个公司一致认为在上行链路中SISO或者SIMO模式中CDM与FDM之间的优势与劣势为

1. 相比较Distributed FDM模式Distributed CDM可以提供更多的根索引序列，这将意

味着参考信号在进行小区规划的时候会更容易一些。 2. CDM由于可以平均化干扰的影响，因此在邻小区之间相比较FDM模式会有更好的

关于参考信号的SINR，而在小区内部而言，FDM可以对参考信号给予更好的SINR的性能。

3. 在信道时延扩展超出循环时延保护长度的时候，FDM方式通常比CDM会有更好的

性能（TU信道中有0.45dB的增益）。

以上的前两条差异主要来自于两种模式本质属性的不同，而第三个差异则是由于循环移位的选择，而通过增加CDM循环移位长度，可以使其避免这种性能的损失，因此我们可以认为在实际中CDM与FDM可以有相同性能。当然这个问题将会牺牲CAZAC序列的数量。在这次会议中有14个公司支持CDM方式，8个公司支持FDM方式。

以上所有讨论都是基于业务信道传输是有Distributed和Localized两种模式情况下讨论的，但是在LTE讨论的中期，认为业务信道传输只保留Localized模式就可以了，这在前面章节2.1.2也已经提到过了。在RAN1#47会议所有公司达成一致认为在业务信道只保留Localized模式的时候，参考信号信道也只保留Localized的方式，这样通过投票18个公司同意业务信道占用带宽中使用连续方式的参考信号，多个UE之间的参考信号则通过FDM方式复用。所以由于业务信道结构的变化导致前面进行FDM与CDM多方面的讨论的意义已经不大了[9]。

2.2.2 长块（LB）与短块（SB）的取舍

该问题的讨论与LTE的帧结构变化非常相关，在RAN1#46前后，就LTE帧结构TTI长度进行了大量研究和调整，最后更改了原有0.5msTTI的方案，改为了1.0msTTI方案，认为这样可以降低开销从而增加容量，又不会对覆盖范围和latency造成太大的影响[1]。

对于上行导频初始阶段的提出在章节2.1.1已经给了描述，但是在该阶段LTE整体的帧结构是以0.5msTTI基础上设计的上行参考信号，如此设计主要是为了在参考信号开销不超过14%的前提下，一个TTI中分别两个参考信号可以进行很好的信道估计，当然这就必然需要插值操作，然而当0.5msTTI被改动后，该原有的导频参考信号的很多优势已经不再存在了。而当前在确定了1.0msTTI后，我们仍然只需要在一个TTI中保持有两个导频参考信号的存在即可，这样似乎就不再需要短块（SB）的存在了，取而代之的将使用两个长块来实现参考信号的功能[4]。

而Ericsson在初期提出对于上行长块参考信号结构则如图表 2-2所示，它所带来的好处则是为上行时域结构带来统一模型，不再有长块和短块的区分，降低了实现的复杂度，而其结果将与下行基本一致，还降低了由于多个SB所带来的CP开销；另一方面在参考信号数量和位置上可以有更好的灵活性，这意味着更可能对不同传输场景自适应调整导频（这一点后期好像没有利用）；最后由于它是短块的两倍长度，这就意味着它有更多Zadoff-Chu可用正交序列（对于1个RB而言，SB只能提供4~6个ZC序列，而LB则可以提供10~12个ZC序列）。

当然将SB改为LB，在时间上是导频参考信号出现频率降低也必将导致一些问题，在1.0ms的TTI中只出现两次导频参考信号将潜在的降低在高Doppler场景中的性能。经过仿

第 8 页 共 109 页

真得到在120kmph场景下，LB与SB之间的BLER性能几乎没有差异，在2GHz、350kmph场景下，LB与SB之间大概有1dB的差异，但是我们应该注意的是LTE的广泛场景是15kmph。

在RAN1#47次会议上，各个公司进行投票最后绝大多数公司同意使用长块（LB）导频参考信号代替短块（SB）导频参考信号，有一些公司还提出了对于高速场景下参考信号的自适应，后来也被否定。

最后所采用的结构为图表 2-3所示。 2.2.3 参考信号序列生成

上行参考信号序列提出有CAZAC序列和伪随机序列，同时与其它上行信号一样，参考信号也需要考虑PAPR的问题，因此CAZAC序列也就成为了首选序列，而与Cell Search和Random Access有相同选择，CAZAC序列中又存在Zadoff-Chu序列和由Zadoff-Chu序列衍生得到GCL序列。对于这个两个序列的一些专有属性在关于Cell Search和Random Access的文档中有较详细的介绍，这里不再进行分析和说明。

由于GCL序列是在ZC序列的基础上增加了一个复数因子，因此其属性非常相似，而且各个公司在此之前已经在讨论Cell Search和Random Access的过程进行过多次分析，而且都是选择的ZC序列，所以在这里似乎也是毫无悬念的选择了ZC序列，大部分公司认为在ZC序列中再次增加一个复数因子，似乎已经没有任何的意义，而传统的ZC序列作为上行导频参考信号基本序列已经足够了[7]。

我们都知道通常设计的Zadoff-Chu序列的长度最好是个质数，当时质数的时候可用序列根索引与序列长度是相一致的，而由于UE占用带宽的子载波数必须是以一个PRB为基础，因此无论如何不可能是总传输子载波数为质数，而参考信号导频子载波数与业务信道子载波数是一致的，所以其长度也不太可能是质数，这就导致如果严格按照子载波数设计ZC序列的话，会是ZC序列长度不是一个质数，这种ZC序列会造成可用根索引数量大大降低，同时其PAPR值也大于由质数长度生成的ZC序列。

图表 2-8 ZC序列长度与序列数量关系[11]

注：上图的x索引单位为RB，每个RB为12个subcarrier

表格 2-4 ZC序列长度与序列数量关系表[11]

Number of Resource Blocks 1 2 RS Sequence Length 12 24 第 9 页 共 109 页

Number of Base Sequences 4 8 3 36 12 4 48 16 5 60 16 6 72 24 7 84 24 8 96 32 9 108 36 10 120 32 11 132 40 12 144 48 13 156 48 14 168 48 15 180 48 20 240 25 300 80 50 600 160 75 900 240 100 1200 320 在参考文献[8]中，针对这个问题提出了几种解决方案（假设N为业务占用子载波长度，为偶数）：

1. 以N为序列长度，设计ZC序列。

2. 以N+1为序列长度，设计ZC序列，通过频域截断的方法获取最终序列[12]3. 以N-1为序列长度，设计ZC序列 4. 以N-1为序列长度，设计ZC序列，通过循环复制方式得到长度为N的ZC序列[13]。注：如果N+1或者N-1表征质数，如果其物理上不是质数，则要寻找最近的质数，而截断和复制也将可能不是一个样点。

11-long ZCRS #a“0”“0” symbolis appendedRSsequencecentering11-long ZC0012-long ZCRS #bcyclic copy in frequency domainRS #c11-long ZC13-long ZCRS #dallocated RB size in frequency domain(or number of sub-carrier)truncationin frequency domain

图表 2-9 上行参考信号序列生成示意[14]

上面图表 2-9中方案生成顺序与我们前面方案顺序可能不相一致，主要由于它们出自不同的文档，在参考文献[14]中还有对于给出方案信号生成的流程结构，有兴趣可以进行查阅。

对于以上的方案中，方案1实际上没有任何的改动，我们主要几种对方案2、3、4进行一下分析，分析主要几种在每种方案的序列的无相关性和CM属性。同时由于该属性主要在序列长度较小的时候差异比较大，因此将把问题重点放在RB数量较小的场景中，因此在下面结果是针对1个RB时的情况。其中分别对应上述方案为截断为长度12序列、长度为11

第 10 页 共 109 页

的奇数序列和循环复制为长度12的序列。

下面表格 2-5中给出了上述三种方案中不同参考序列之间的互相关性。

表格 2-5 不同长度方案不同上行参考序列之间互相关性[13] N-1 Cyclic copy from N-1 Truncated Mean 0.3015 0.3091 0.2817 Max 0.3015 0.3591 0.3545 Min 0.3015 0.2035 0.2205 对于N-1方案，相关值为1/sqrt(L)；而对于“Cyclic copy from N-1”和“Truncated”方案的相关值也是合理的，由于通过相关操作，序列本身的理论相关属性已经失去了。

表格 2-6 不同长度方案相同上行参考序列之间互相关性[13] N-1 Cyclic copy from N-1 Truncated 0 0.083 0.083 同样，对于除了“N-1”方案，另外两种方案由于额外的增加了一些东西，使得原有ZC序列的理论属性有微弱的变化。

0.10.090.08Correlation k=1 vs k=1 k=1 vs k=20.10.090.080.070.060.050.040.030.020.010016324880 k=1 vs k=1 k=1 vs k=20.040.030.020.01001632488096112128Shift in time domain [samples]Correlation0.070.060.0596112128Shift in time domain [samples]图表 2-10 Fujitsu关于方案“N-1”(左)与“Cyclic copy”(右)自相关与互相关值[14]

0.10.090.080.070.060.050.040.030.020.01001632488096Shift in time domain [samples]112128 k=1 vs k=1 k=1 vs k=2 Correlation 图表 2-11 Fujitsu关于方案“N+1”自相关与互相关值[14]

注：其中k为序列根索引号。

下面图表 2-12是方案“cyclic copy”和“N-1”的CM值比较，而我们可以看到在其中方案“cyclic copy”有70个序列在1dB以下，在方案“N-1”中则有52个序列在1dB之下。

第 11 页 共 109 页

Cyclic Copy21.81.61.41.2Sequence Length 11 ,21.81.61.41.2CM [dB]CM [dB]10.80.60.40.2010203040506070Sequence Index809010011010.80.60.40.2010203040506070Sequence Index8090100110

图表 2-12 Nokia关于方案“Cyclic copy”与“N-1”的CM值[13]

注：上述基序列长度都为11，每个序列有10个cyclic方式，所以一共可以生成110个序列。

RS #a16QAM6Raw CubicMetric [dB]RS #bQPSKRS #cpi/2-BPSKRS #d5432101357911 Index of Zadoff-Chu sequence图表 2-13 Fujitsu关于各方案的CM值[13]

在参考文献[14]对不同方案所能生成的有效序列个数有给出了详细的分析，由于篇幅问题，我们这里不再详述了，有兴趣可以进行查阅。此后各公司在RAN1#49次会议上达成对PUSCH DM RS有一致认同，认为[17]

• One RB

– 10/12 base sequences (more than 12 base sequences is FFS)

– One base sequence per “group”–10/12 groups (more than 12 groups FFS)

• Multiple RBs

– Multiple base-sequences per “group”

– Can select the sequence in the group (planning) or sequence hopping (per

slot/subframe) within group

• One sequence from the group assigned to cell

• Sequence hopping is between sequences within the group

• Group (semi-)statically assigned to a cell or possibility for a cell to hop (on slot/subframe

basis) between groups

第 12 页 共 109 页

– No dynamic (PDCCH) signaling of sequence assignment

• Different shifts may be used for different cells of the same eNode B (e.g. if same group

assigned to the cells) and needed for UL SDMA (MU-MIMO) 通过以上多方面分析，在讨论的中期各个公司达成一致认为通过循环复制（cyclic copy）的方式实现对上行参考信号生成，但是也有一些公司仍然认为可以寻找一些更好的序列或者其它方式，尤其是对序列长度较短（即对应业务占用RB数非常小）情况下，并且提出一些新的要求，认为该序列的CM值要不大于QPSK的CM值，其自相关属性要接近于传统ZC序列。

其中Sharp公司提出了一种OZCL（Optimized Zadoff-Chu-Like）序列，认为OZCL序列相比较EZC序列（extended ZC对应前面的N-1）和TZC（truncated ZC对应前面的N+1）有更好性能增益，尤其是在序列长度较短的时候，其PAPR或者CM值、互相关属性、还是本身的性能增益都要强于EZC和TZC[15][16]

表格 2-7 NEC提出的OZCL序列与TZC、EZC序列对照表[15] Criterion OZCL Sequences TZC/EZC Sequences Median Correlation Lower Higher Storage Higher (but 2Kbytes with length 12) Lower Computational Complexity About the same if PAPR optimization is More if OZCL sequence PAPR done in real-time optimization not done in real time. Cross-correlation Always better Always worse performance Performance for 1RB Substantially better for 4RS per sector; Substantially worse for RS per always better for 2 RS per sector at sector, always worse for 2RS per median SINRs. sector at median SINRs. CM/PAPR PAPR optimization allows a direct Sequence selection is the trade-off between sequence optimization method; limits the cross-correlation performance and number of usable sequences, Node PAPR/CM, and this optimization B may need to re-assign sequences creates sequences with less average based on transmitted power . cross-correlation than TZC/EZC sequences. Sequence Hopping Performance advantages should still be Needed for cross-correlation better than TZC/EZC sequences performance Frequency Hopping Not a problem Not a problem LG等公司提出了CG序列，该序列所考虑到了由于循环移位等问题对互相关性以至对BLER的影响、CM值的影响以及存储单元大小等问题。

该序列生成方式为

RSr(n)ejnxu((n)modNZC),0nMsc

其中有xumeja2u0m3u1m2u2mNZC,0mNZC1

RS当Msc36，a1，u00，u1u2u原式则为理想的ZC序列 RS当Msc24,，a0.125，u00 RS当Msc12，a0.125

LG公司认为该序列的优势为：

第 13 页 共 109 页

1. 应用上述公式，没有附加任何额外序列生成器。 2. 对于所有的RB配置有很强的公用性。 3. 整个序列的生成方式非常简单。

4. 对于DM RS序列所需要的存储空间非常小。 相关性能比较：

Comparison of cross-correlation, <1RB-1RB>10.90.80.70.6CycEXT ZCNokiaMotorolaQualcommTISharpLGEComparison of cross-correlation, <2RB-2RB>10.90.80.70.6CycEXT ZCNokiaMotorolaQualcommTISharpLGECDFCDF0.50.40.30.20.1000.10.20.30.40.50.60.7Normalized cross-correlation value0.80.910.50.40.30.20.1000.10.20.30.40.50.60.7Normalized cross-correlation value0.80.91

图表 2-14 各公司上行短参考信号设计互相关性能比较[18] 表格 2-8 各公司上行短参考信号设计互相关性能对照表[18] Target seqInterferred seq1RB seq1RB seq2RB seq3RB seq2RB seq2RB seq3RB seqXcorrmeanmedianmeanmedianmeanmedianmeanmedianmeanmedianCycEXTZC0.2760.2840.2550.2510.2560.2530.1990.2030.1800.179Nokia0.2580.2510.2560.2360.2570.2420.1810.1750.1810.170MotorolaQualcomm0.2580.2560.2500.2360.2560.2570.2420.2360.2570.2560.2460.2400.1840.1800.1800.1690.1810.1810.1760.170TI0.2530.2440.2570.2360.2570.2430.1830.1750.1800.169Sharp0.2520.2360.2550.2360.2570.2450.1790.1670.1800.171LGE0.2570.2460.2570.2490.2580.2510.1840.1850.1810.178 CM值比较：

表格 2-9 各公司上行短参考信号设计CM值对照表[18]

Mean CM [dB]Max CM[dB]Min CM[dB]Mean CM [dB]Max CM[dB]Min CM[dB]CycEXTZC0.2851.5010.1710.7042.012-0.093Nokia0.8391.0710.4040.9701.00.795MotorolaQualcomm0.9260.5761.1940.6570.1710.4040.8340.4241.1900.588-0.0930.238TI0.2800.5140.0070.8220.9150.457Sharp0.6250.8040.0070.6550.8180.125LGE0.9111.1740.1710.8221.193-0.0931RB seq.(length 12)2RB seq.(length 24) Memory比较：

表格 2-10 各公司上行短参考信号设计Memory对照表[18]

1RB seq.Memory (bits)(length12)Saving ratio to QPSK (%)2RB seq.Memory (bits)(length24)Saving ratio to QPSK (%)Total required memory for 1/2RB (bits)Total saving ratio for 1/2RB to QPSK (%)Nokia7200.0014400.0021600.00MotorolaQualcomm38872046.110.00452144068.610.00840216061.110.00TI7200.0014400.0021600.00Sharp7200.0014400.0021600.00LGE41242.7830878.6172066.67 BLER性能比较：

第 14 页 共 109 页

表格 2-11 LG上行短参考信号设计链路仿真条件[18]

ParametersChannelCarrier frequencyBandwidthSimulation run-timeMCSSimulation cases(Target RB - Interferred RB)Interference modelSNRSequence index hoppingCircular shift hoppingNumber of used circular shiftsNumber of UEs occupying same BWwithin a cellChannel model and speedChannel estimationNumber of antennasHARQ100ValuesPUSCH2GHz5MHz20,000 subframesQPSK, R=1/31RB-1RB, 1RB-2RB, 1RB-3RB,2RB-2RB, 2RB-3RB1 synchronized interference10dBON (per subframe)ON (per slot)61TU6, 30km/hDFT based interpolation1Tx and 2Rx (MMSE receiver)OFF10EZCNokiaMotorolaQualcommTISharpLGE0PUCCH (ACK/NAK)40.000 subframesQPSK 1RB-1RBON (per subframe)ON (per symbol)18TU6, 3km/hN/A<2RB-2RB>, R=1/3, SNR=10[dB]EZCNokiaMotorolaQualcommTISharpLGE <1RB-1RB>, R=1/3, SNR=10[dB]BLERBLER10-110-110-20246SIR[dB]8101210-20123

45SIR[dB]67

(a) 1RB – 1RB (b) 2RB – 2RB

图表 2-15 各公司上行短参考信号设计BLER性能比较[18]

注：由于篇幅考虑，BLER的性能结果和相关性能结果图给的并不完全，有兴趣可以参看参考文献[18]。SHARP公司的参考文献[21]、TI公司的参考文献[24]、Nokia公司的参考文献[25]、Motorola公司的参考文献[22]、Qualcom公司的参考文献[23]都有各自的描述。

从上面性能分析的结果来看，可以发现在互相关性和BLER的性能上各个公司基本上没有太大差异，当然这两者也是相关联的；而CM值的问题上，各个公司都能够满足其序列的CM值小于QPSK的CM值；存储器消耗的问题上，在1RB时候，Motorola的方案有最小值 (saving ~46% compared to QPSK)，在2RB的时候，LGE的方案有最小值(saving ~79% compared to QPSK)，而总体上讲LGE的方案也有最小值(saving ~67% compared to QPSK)。

最终在参考文献[19]中给出了最终的决定对于序列长度大于3RB的情况下使用传统ZC序列方式，而对于序列长度只有1RB或者2RB的情况下，则使用由计算机预先生成序列（根据各个公司提出的多个序列中，分别进行选取合并，形成新的序列组）[19]。 2.2.4 Sequence Hopping

干扰随机化这种技术已经在无线蜂窝系统中被广泛使用，WCDMA传输中通过使用UE

第 15 页 共 109 页

专用长PN码，它的目的就是为了使邻近小区的干扰随机化，其中从“Spatial(PN property of the code)”和“Temporally(Long property of the code)”两个方面实现了随机化。在SC-OFDMA系统中，CAZAC序列通过不同根索引可以使传输的参考序列与邻近小区的干扰实现“Spatial”干扰的随机化。但是在“Temporally”方面仍然没有进一步考虑[20]。

这样就引入了Sequences Hopping的概念，定义

Sn = Sn [k].

其中，k为序列中元素的索引，n为参考信号序列索引。RS序列hopping可以按照如下描述，任何给定的UE按照一定规定改变其上行发送的RS参考信号序列。比如，某个UE在当前RS符号时刻发送RS序列Sn，然后在下一个RS时刻点发送另外一个RS序列Sn+1，通常我们可以认为其发送的RS序列在连续的N个RS时刻为S1, S2 … SN，如下面图表 2-16所示

Time …

…

图表 2-16 RS Sequence Hopping示例[20]

同样有的公司提出对于CAZAC序列本身有循环移位（Cyclic Shift）的功能，因此可以对它CS也可以进行Hopping，从而到达干扰随机化的作用。

Ericsson在参考文献[26]中提出对所有的序列进行分组，分为Ng个组，每个组中有Ki个基本序列对应的上行资源的配置，由于分组的方法在后期还有很多修改和讨论，我们并不对这篇文献中的方法进行过多介绍，同时在该文献中也对CS的Hopping也提出了建议。

Sn Data Sn+1 Sn+2 Group #1s1,1s2,1s2,2s3,1s3,2S3,3s4,1Group #2s1,2s2,3s2,4s3,4s3,5S3,6s4,5Group #3s1,3s2,5s2,6s3,7s3,8S3,9s4,9

图表 2-17 Ericsson关于Base-sequence grouping示例[26]

文中提议Group Hopping的可选[26]

1. Cell-based assignment, i.e. each cell is assigned one base-sequence group 2. eNB-based assignment, i.e. eNB is assigned one base-sequence group Ericsson认为eNB-based实际上是一个非常困难的事情，它需要基于假设相同eNB不同Cell之间的严格同步从而使的参考信号之间干扰达到最小化。而从上行的角度来看，UE可能无法真正知道它所发出数据是被哪一个cell所接收。而且一个eNB可能有多个Cell组成，因此一个Group的序列可能对于一个eNB可能是远远不够的。因此Ericsson建议使用Cell-Based Assignment的方式。

RS Hopping的可选为[26]

第 16 页 共 109 页

1. in the form of cyclic-shift hopping of a single base sequence.

2. in the form of base-sequence hopping within a given base-sequence group

考虑到数量的问题，建议将二者结合在一起使用，其中base-sequence可以实现随机化，cyclic-shift hopping则可以提高可用Hopping的数量。

在RAN1#49bis次会议上讨论有如下结果[27]

1. 对于Base Sequences和Hopping Pattern的信令应该如何处理？通过BCH广播或者

通过子帧号或者其它，需要确定。

2. Hopping周期：对于PUSCH，Sequences和可能CS Hopping周期应该是每个slot。

对于PUCCH，CS Hopping周期可以是每个Symbol。

在RAN1#49bis次会议上确定对于PUSCH DM RS的cyclic shift hopping将永远使能。请参阅文献[28]。

在确定了使用Grouping方式，同时对于Grouping和 cyclic shift hopping结合引用的结论之后，主要的问题就几种在如何进行分组和构造hopping的方案。

NTT DoCoMo在参考文献[29]中提出了双层Hopping/Shifting序列分组的方式，认为将序列按照30个序列一组的方式进行划分（由于小RB时根索引值为0~29，所以每一组的值不应该超过这个值[28]），而分组的基本号通过小区ID是最好的选择，所以被分组的序列总数应该为510（后改为504），如下面图表 2-18所示。

17 root hopping patternsHopping #1Hopping #2(= no hopping)Hopping #1730 sequence shiftsGenerated 504hopping/shifting patternsShifts #1 ~ #30Shifts #1 ~ #30Shifts #1 ~ #24#1 ~~ #504

图表 2-18 NTT DoCoMo关于上行Hopping双层分组示意图[29]

图中将504个序列第一层分为17组，而每组中第二层含有30个序列（最后一组为24个，后续不再指出），认为第一层使用root hopping的模式，而第二层则采用Sequence Shift的模式。

Cell cluster1Use root hopping pattern 1Shift 6Shift 7Shift 1Shift 3Shift 5Shift 9Shift 2Shift 1Shift 3Shift 5Shift 2Shift 11Cell cluster2Use root hopping pattern 2Shift 6Shift 7Shift 1Shift 3Shift 5Shift 9Shift 2Shift 1Shift 3Shift 5Shift 2Shift 11Shift 4Shift 4Shift 6Shift 7Shift 9Shift 10Shift 8Shift 12Shift 6Shift 7Shift 9Shift 10Shift 8Shift 12Shift 4Shift 11Shift 4Shift 11Shift 10Shift 8Shift 12Shift 10Shift 8Shift 12Cell cluster1Use root hopping pattern 1Cell cluster1Use root hopping pattern 1

(a) Pure planning (b) Planning and hopping

第 17 页 共 109 页

图表 2-19 NTT DoCoMo关于双层sequence hopping/shifting示意图[29]

上面图表 2-19给出一个双层sequence hopping/shifting pattern的示意图，第一幅图是只使用了Sequence shifting，而没有采用hopping，而在第二幅图中则采用了Hopping和shifting两种方案，通常认为在一个小区簇内部，上行RS干扰抑制要归功于Sequence Shifting，而在小区簇之间的干扰来自于root hopping随机化降低RS信号碰撞的概率。

Ericsson在参考文献[30]、[31]中提出使用随机化公式寻找随机hopping的方案，从而降低不同组之间发生碰撞的概率，文中给出了Hopping pattern n基于公式如下， sn(k) = β0 + 3k + β232k

其中，Q = 31, β2 =  n/Q  and β0 = n - β2  Q （即n除以Q后的余数）。对于上面式子的由来不是十分确定。

按照上面公式得到如下表格 2-12

表格 2-12 Ericsson关于上行导频Hopping生成示意表[31] Slot number 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1 3 2 9 3 4 8 5 6 7 8 9 2 6 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 8 24 10 0 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 28 22 6 4 12 4 5 6 6 0 0 4 9 27 10 11 17 10 12 29 24 24 14 16 7 4 1 16 20 3 8 0 7 21 4 11 10 26 11 27 19 26 16 17 20 29 25 13 20 24 27 17 1 9 6 14 8 5 2 0 27 8 2 12 28 12 0 8 26 4 13 0 9 4 21 16 28 28 14 13 17 6 23 29 0 6 13 1 8 27 3 0 0 1 2 18 3 4 15 28 26 24 11 25 2 9 21 6 8 3 8 29 16 11 10 5 15 4 17 26 2 18 3 14 14 22 24 0 3 7 3 8 29 28 21 26 23 24 23 17 11 14 26 27 25 15 21 4 24 2 9 3 28 18 15 18 19 21 18 21 14 26 29 18 22 26 28 24 13 0 5 23 10 15 26 0 1 3 5 7 9 15 10 25 29 29 27 14 18 25 3 8 10 22 25 16 13 26 14 24 24 21 3 10 11 11 12 13 29 28 18 18 1 8 22 28 26 24 27 10 17 22 22 11 0 20 9 18 11 18 12 9 23 6 25 10 12 13 18 20 13 14 27 14 15 5 11 16 19 13 15 15 23 26 10 27 23 12 19 28 4 4 2 9 6 3 23 27 0 2 7 29 12 12 11 11 18 20 27 12 19 28 21 11 0 8 8 22 26 1 29 18 23 12 28 15 13 15 22 14 2 15 16 14 15 19 16 17 23 29 23 20 22 12 20 29 15 16 28 注：每个组的序列总数为30，图中的每组Hopping长度为20，主要原因是当时假设Hopping的周期为一个Frame，其中含有20个上行参考信号符号，因此Ericsson认为可以从通过公式生成的长度为17×30的表格中截断为17×20的表格。

下面图表 2-20为表格 2-12所对应的碰撞次数分布，我们可以发现碰撞次数超过2的非常的低，超过3的则几乎为0。

第 18 页 共 109 页

60%50%Relative occurance40%30%20%10%0%01234567Number of \"hits\"图表 2-20 Ericsson关于上行导频Hopping

Qualcom在参考文献[32]中提出使用scarmbling sequence生成器(Golden码)的输出来确定Hopping的方式。

表格 2-13 Qualcom对导频Hopping公式初始化表[32] Initializer b30...b27 b26...b13 b12...b9 b8...b5 b4...b0 Bit Value 0,0,0,1 0,0,...,0 Subframe_ID 0,0,0,0 Root_hopping_pattern_ID 其中，Root_hopping_pattern_ID来选择17个根Hopping模式。 同时由于Subframe_ID是初始bit的一部分，使的序列周期为1frame（10ms）[32]。假设扰码生成器输出为s0,s1,...,s8u，其中u为每帧的slot数，则PUSCH中在第i个slot中的序列索引ki则有如下

方案碰撞统计[31]

7lkis2Sequence_shift_ID8ilmod(m30)

l0或者optional的方案可以是

7lkis2Sequence_shift_ID8ilmod30 l0其中，0Sequence_shift_ID30选择30个序列中的一个，对于m为每个序列组的序列索引数量，表述如下

1NRB5m

2NRB5对于较大的带宽的时候，序列长度增加(大于30个)这将意味这可以有更多的根索引可以被使用，同时受到干扰的用户量可能也会增大，因此需要更多个序列支持规划或者Hopping。

在RAN1#52次会议中，Ericsson、Qualcom、Motorola分别都提出了自己关于Grouping Hopping的方案，其中Ericsson与Qualcom在上面已经有了一些描述，而Motorola的方案

第 19 页 共 109 页

思想也是通过PN scrambling codes来得到root hopping Sequences。最后决定采用类似Qualcom提出的设计方案，但是细节上仍然有非常大的改动。

在会议RAN52bis次会议上，Ericsson在参考文献[33]给出了关于上行DM RS hopping方案的初步，

Group Hopping：

在第ns个slot中的序列组号定义如下

ufghnsfssnsmod30

而其中fghns为Group hopping模式定义如下

4fghnsc31005nsi2imod30

i0它为伪随机序列生成器，初始化通过cinitcellNID在每一帧的起始点。为了可以得到30好的随机化性能，应该预先生成足够量的结果，而且需要指出的是实际中不需要伪随机序列发生器，而是通常预置存储的方式。

对于PUCCH，通过Cell ID来确定Group hopping的模式，因此有

PUCCHcellPUCCHnsfssPUCCHNIDfssmod30，而相比较而言fss来自于高层信令所提供的信

息。

按照如上所述生成序列Hopping的碰撞概率表如下

表格 2-14 Ericsson在参考文献[33]中方案的碰撞概率[33]

Number of Collision probability (%) collisions 0 55 1 31 2 10 3 3.0 4 0.35 5 0.0 我们会发现上面表格的结果与图表 2-20中的结果基本是持平的。 Sequence Hopping：

对于上面提到大带宽（即RB大于5以上）情况的时候，由于序列长度变长，而可使用的序列的个数就会大大增加（大于30个），使不使用Group Hopping都可以实现小区之间的随机化，即通过使基序列（Base Sequence）Hopping实现。因此在提出Sequence Hopping的时候通常认为Group Hopping的功能是被关闭的，而且由于要求RB数大于5，因此仅仅使用与PUSCH信道。Sequence Hopping应当满足即使邻小区之间是不同的ID Cell，也可以有相同Sequence Hopping。为了满足这个条件，提出下面式子

hopping is enabledc(3100ns)if group hopping is disabled and sequence votherwise0 其中，c(i)为伪随机序列，而它初始化项在每个无线帧的起始位置，为

第 20 页 共 109 页

cinitcellNIDPUSCH 30fss30通常认为Sequence Hopping在每个子帧之间位置（两个slot间）发生，实现干扰随机化。而如果使用Group Hopping的话，其基序列是自动在每一个slot之间改变的，因此没有必要在需要Sequence Hopping了，因此当Group Hopping使能的时候，便不再使用Sequence Hopping而只使用第一个基序列就可以了。

最后的定稿在细节上和上述还是有些出处的，需要注意。 2.2.5 Cyclic Hopping

在一些特殊场景中，UE可能会被分配给完全一样子载波集合，比如在MU-MIMO场景中。在此时刻每个UE之间的RS信号是相互干扰的，因此一些能够将不同UE在相同RB资源空间的RS信号区分开的方法就成为十分必要的了。而如果不同UE在相同的RB资源上使用不同的基序列，而由于这些基序列理论上无法实现互相关性，尤其是当数量增加的时候，那么它必然会是信道估计的性能大大恶化，所以我们认为如果能够做到不同UE之间RS信号完全的正交将是我们所最希望的。当然FDM从理论上将能够实现这一点，它的代价将是大大降低RS序列的长度，尤其是在RB数量较少的时候，会是整体性能大打折扣，而这是我们非常不愿意看到的。同时另外一种场景，就是有不同Cell ID两个小区却有着相同的Hopping模式（包括Group Hopping和Sequence Shift），这个时候Nokia提出能够通过某种方式使小区间上行参考信号的干扰降低。

Node B1Sector 1RS sequence group 1&Cyclic shift value 1Sector 2RandomizationNode B2Sector 1RS sequence group 2&Cyclic shift value 1Sector 2RS sequence group 2&Cyclic shift value 2RS sequence group 1&Cyclic shift value 2Randomization and OrthogonalizationOrthogonal RS between antennas achieved using orthogonal MIMOcovering sequencesUE

图表 2-21 DoCoMo关于上行RS资源规划方案[42]

由于上行导频的序列使用的是CAZAC序列，利用它的自相关性可以实现在相同RB资源不同UE发送RS信号之间的理想正交。因此大家认为此时虽然对于Cyclic shift相对小区是一个准静态的，但是小区之间的Cyclic shift offset可以认为是动态的（各个小区之间不同）。

)jnru(,ru,v(n) v(n)e其中ru,v(n)为Sequence-group u的基本序列；基本序列shift索引为v；2nt/P，

nt为发射机t的时间循环移位。同时这又引入对信道估计性能的问题，Cyclic time Shift的大

第 21 页 共 109 页

小必须要能够保证大于UE到NodeB之间距离产生的时延和信号本身时延扩展之和，确保多UE之间避免存在串扰。同时一些公司提出通过Cyclic time shift的Hopping可以使干扰随机化，即一个UE所使用的Cyclic time shift在时间上是变换的。因此在LTE中要求在一个子帧两个slot间Cyclic time shift的Hopping永远是使能的，从而实现干扰的随机化。

如上面所述，Cyclic shift之间对于一个小区内部是唯一静态的，而小区之间是存在一个偏移的，因此可以将Cyclic shift定义为是一个cell-specific cyclic shift、dynamic cyclic shift offset以及cyclic shift Hopping（关于Cell ID）的结合表示如下[40]

(1)(2)RSncsnDMRSnDMRSnPRSmodNshift

RSRB(1)其中，小区移位有效数为Nshift等于Nsc，nDMRS为semi-static cell specific cyclic shift

offset；当一个小区中有多个cyclic shifts时候，nDMRS的信息在在上行调度响应中。在RAN1#52次会议中确定对于nDMRS将给予3个bit进行传输，并且在MU-MIMO时cyclic shift之间的宽度要尽可能的大，从而保证小区内UE间的串扰最小，换句话讲在2、3、4和6用户的时候，最优的cyclic shift的间隔为33us、22us、17us和11us。因此Nokia在参考文献[40]中给出8种可选的值从而支持上述的所有可能。

表格 2-15 Nokia关于Cyclic Shift中nDMRS所提出参考[40]

Signaled bit field 000 001 010 011 100 101 110 111 (2)nDMRS values (2)(2)(2)0 2 3 4 6 8 9 10 nPRS为cyclic shift实现干扰随机化的部分，通过Cell-specific的方式实现。而小区cyclic

shift的Hopping主要目的就是增加不同小区之间导频参考序列之间的互相关特性。PUSCH DM RS的cyclic shift Hopping可以定义如下[41]

CS_hop_cell f(cell_ID, sub-frame, slot ) 在后面的会议中基本确定通过与Group Hopping类似Golden Sequences生成器的方式实

现cyclic shift Hopping选取。 2.2.6 TDD上行参考信号设计

关于TDD考虑主要的问题集中在长块（LB）与短块（SB）选取。下面为对于TDD设计上行导频SB与LB结构方案，需要说明就是当时对于FS2的slot长度还是0.675ms，到后期与FS1统一为0.5ms。

第 22 页 共 109 页

0.675msLB1SB1LB2LB3LB4LB5LB6LB7SB2LB8

图表 2-22 TDD上行导频结构（2SB）[34]

0.675msLB1LB2LB3LB4LB5LB6LB7LB8LB9

图表 2-23 TDD上行导频结构（1LB）[34]

Ericsson在参考文献[34]中给出了仿真结果

表格 2-16 Ericsson关于TDD（FS2）上行参考信号仿真条件[34] Parameters Values Carrier Frequency 2.0 GHz Carrier Bandwidth 5 MHz Sub-frame 0.675ms Hopping No intra-TTI hopping FFT size 512 in LB, 256 in SB Sub-carrier bandwidth 15 kHz # of sub-carriers per resource block 12 in LB, 6 in SB Resource allocation per user 2 RBs Coding rates 3GPP R6 turbo code, 1/2, 1/4, 1/8 Modulation modes QPSK # of TX antennas at UE 1 # of RX antennas at Node B 2 Channel model Typical Urban (TU), independent fading Mobility speed 3km/h, 30km/h, 120km/h and 350km/h MMSE in frequency domain, Channel estimator and linear interpolation in time domain for SB, no interpolation in time domain for LB. Receiver processing MRC

100Block error rate (BLER), 1 long block vs. 2 short blocks, varying coderate100Block error rate (BLER), 1 long block vs. 2 short blocks, varying coderateBLER10BLER10101 LB, CR=1/2, v=31 LB, CR=1/4, v=31 LB, CR=1/8, v=32 SB, CR=1/2, v=32 SB, CR=1/4, v=32 SB, CR=1/8, v=3-6-4-20E/N [dB]2468-8101 LB, CR=1/2, v=301 LB, CR=1/4, v=301 LB, CR=1/8, v=302 SB, CR=1/2, v=302 SB, CR=1/4, v=302 SB, CR=1/8, v=30-6-4-20E/N [dB]2468-8

Performance for 3km/h Performance for 30km/h

第 23 页 共 109 页

100Block error rate (BLER), 1 long block vs. 2 short blocks, varying coderate100Block error rate (BLER), 1 long block vs. 2 short blocks, varying coderateBLER10BLER10101 LB, CR=1/2, v=1201 LB, CR=1/4, v=1201 LB, CR=1/8, v=1202 SB, CR=1/2, v=1202 SB, CR=1/4, v=1202 SB, CR=1/8, v=120-6-4-20E/N [dB]2468-8101 LB, CR=1/2, v=3501 LB, CR=1/4, v=3501 LB, CR=1/8, v=3502 SB, CR=1/2, v=3502 SB, CR=1/4, v=3502 SB, CR=1/8, v=350-6-4-20E/N [dB]2468-8

Performance for 120km/h Performance for 350km/h

图表 2-24 Ericsson关于TDD(FS2)导频结构仿真结果[34]

同时CATT、ZTE以及NSN都有仿真结果，因为篇幅的问题，我们不会全部列举出来，由于问题的焦点集中在高速场景下，所以我们会列出一些高速场景的仿真结果。

图表 2-25 NSN关于TDD(FS2)导频结构仿真结果[37]

100

2SB1LB100 2SB1LB10-110-1BLERBLER10-210-2-31010 2-3468SNR(dB)10121410 -2-4024SNR(dB)6810

QPSK 1/2@350kmph QPSK 1/8 @ 350kmph

第 24 页 共 109 页

100 2SB1LB10-1BLER10-210 10-3111213SNR(dB)141516

16QAM 1/2 @ 120kmph

图表 2-26 ZTE关于TDD(FS2)导频结构仿真结果[35]

还有CATT的一些仿真结果这里不再给出有兴趣可以查阅参考文献[36]，在上面的所有结果中都很明显的发现在高速场景中，1×LB的性能要远远的差于2×SB的性能，因此NSN、CATT以及ZTE等大部分公司都认为在TDD（FS2）的帧结构下，2×SB是十分有必要保留的。Ericsson在它的仿真结果中虽然也能体现高速下LB性能的恶劣，但是它仍然对保留SB持保留意见，它认为系统的优化应该集中在0~15km/h，因为那才是LTE所要支持的广泛场景，而高速场景也主要以15~120km/h为主。它的主要目的是为了能够使TDD的FS2与FDD的FS1尽可能的达到一致性，因此我们可以看到在参考文献[38]中，对该问题进行了保留。

在后一次会议RAN1#49bis上，各个公司最后相互妥协达成一致。认为在低速场景中，LB与SB均可以正常工作，而且性能差异不大，在高速场景中可以通过一些辅助信号（比如上行Sounding信号、或者额外参考信号专门为高速考虑）来提高其性能。

Sounding reference symbols transmitted in last LB may be used for high speed UEs 0.675ms LB1 LB2 LB3 LB4 LB5 DM LB6 LB7 LB8 LB9 (SRS) Additional reference symbol in first LB for high speed UEs 0.675ms LB1 (xDM) LB2 LB3 LB4 LB5 DM LB6 LB7 LB8 LB9 (SRS) 图表 2-27 参考文献[39]中对上行导频高速场景方案[39]

DM：demodulation RS xDM：extra demodulation RS SRS：Sounding RS 下面给出了相关方案的仿真结果，结果的假设表格 2-16相一致。

第 25 页 共 109 页

100BLER,2RBs,QPSK,v=120km/h,speed estimation error:N(0,25km/h)2 SB-RS1 LB-RSextra LB-RS,TH 175km/h100BLER,2RBs,QPSK,v=150km/h,speed estimation error:N(0,25km/h)2 SB-RS1 LB-RSextra LB-RS,TH 175km/hBLERBLER10-110-11/21/21/41/410-2-8-6-4-2024Es/No [dB]6810121410-2-8-6-4-2024Es/No [dB]68101214

120km/h 150km/h

100BLER,2RBs,QPSK,v=200km/h,speed estimation error:N(0,25km/h)2 SB-RS1 LB-RSextra LB-RS,TH 175km/h100BLER,2RBs,QPSK,v=350km/h,speed estimation error:N(0,25km/h)2 SB-RS1 LB-RSextra LB-RS,TH 175km/h1/2BLERBLER10-110-11/21/41/410-2-8-6-4-2024Es/No [dB]6810121410-2-8-6-4-2024Es/No [dB]68101214

200km/h 350km/h

图表 2-28 图表 2-27方案的仿真结果[39]

通过上述仿真结果，认为TDD-FS2结构中在某些辅助条件的帮助下，上行高速场景也仍然可以有较好的性能。因此最后各公司达成一致[39]。

1. 有必要增加一些额外DM 参考信号提升高速上行链路性能。 2. 确定在TDD-FS2的帧结构中采用1×LB的参考信号方式。 3. 保持默认状态下DM参考信号的位置固定，其不受是否有额外DM参考信号存在的

影响。

4. 保持额外DM参考信号的位置固定。

5. 上行Sounding导频信号可以辅助用于数据解调，但是在Sounding信号设计过程中

不会专门考虑这一点，也不会标准化。 2.2.7 信息bit数确定

第 26 页 共 109 页

2.3 上行PUCCH参考信号设计

在关于PUCCH参考信号设计的议题在整个会议中是与PUSCH参考信号设计一起并行进行的，主要是因为二者在设计过程可以有很多的共同点，在最终的协议中，我们也发现它有大量的共同之处，比如序列的设计，序列的Hopping，Cyclic shift Hopping等等。在本章节中我们的主题是针对PUCCH参考信号设计进行介绍，对于其与PUSCH参考信号相同之处很多会简要介绍，而主要把重点放在其与PUSCH参考信号存在不同的地方。

对PUCCH（CQI）在LTE讨论中所提出的设计提案，在RAN1#49次会议的时候主要集中在以下两种方案

ZCCQIIFFTIFFTIFFTIFFTIFFT(Placement of reference signals for illustrative purposes only)Only one slot is illustrated1 slot

CQI (12 QPSK symbols)DFTIFFTw0w1Orthogonal coverIFFTw2IFFTw3IFFTStructure modified compared to Nokia’s original proposal in order to allow coexistence with the ACK/NAK structure from MaltaOnly one slot is illustrated1 slot

图表 2-29 至RAN1#49次会议关于PUCCH设计提案[47]

上面图中主要针对PUCCH结构进行讨论而不是PUCCH的RS问题讨论。我们称第一个结构为Structure A(CAZAC)、Structure B(DFT-S-OFDM)，关于使用哪一种结构的问题在会议中进行了多次讨论，最后根据投票结果决定采用CAZAC结构，所以后期讨论也是以这个结论为基础的[47]。

CAZAC : Qualcomm, NTT Docomo, Motorola, Samsung, Ericsson, Nortel, Alcatel-Lucent (with slight modification), Toshiba, NEC, Fujitsu, ETRI, Sharp, Philips, Panasonic

DFT-S-OFDM : Texas Instruments, Nokia, Nokia Siemens Networks, Huawei, Freescale Semiconductor Inc

2.3.1 上行PUCCH参考信号帧结构中的设计

Qualcom在参考文献[44]中给出了关于PUCCH（ACK和CQI）的结构建议设计，这个问题并不是我们所关心的，但是同时在这个基础上也提出了关于上行PUCCH参考导频信号结构设计。

在参考文献[45]中认为一个TTI由2个Slot组成，每个Slot中包含7个OFDM符号，认为每个slot中间的符号可以用来传送导频信号，而如果只有中间一个符号用来发送导频，即其余6个符号传送数据，而对于过个UE而言，上行导频会使用拥有自相关属性很好的类似Zadoff-Chu序列（当时没有确定使用CG序列），实际上是一种CDMA的方式。而由于

第 27 页 共 109 页

RB数量受到，如果要是希望性能上不受到明显损失，最大用户数量只能达到6个。

图表 2-30 Qualcom关于PUCCH一个符号导频结构[48]

100

TU3 intra-TTI hopping 1 users2 users4 users6 users12 users100TU30 intra-TTI hopping 1 users2 users4 users6 users12 users10-110-1bit error rate (BER)10-2bit error rate (BER)-202SNR (dB)46810-210-310-310 -4-410 -4-4-202SNR (dB)468图表 2-31 Qualcom关于PUCCH导频支持用户数仿真结果[46]

因此，Qualcom在其文献[46]中提出通过增加一个OFDM符号作为上行PUCCH导频参考信号的方法，增加系统可支持的用户数。

第 28 页 共 109 页

图表 2-32 Qualcom关于PUCCH

如上面图表 2-32所示，这是Qualcom给出使用两个OFDM中的RB实现支持更多UE数量的考虑，其中认为12个用户可以通过在时域上使用Walsh序列区分，频域中则使用ZC序列的偏移进行区分，这样相当与可以通过Walsh序列生成两个用户的子集，而对于参考信号（也是ZC序列）则可以通过FFT矩阵序列加以区分（也是CDM方式），当然这种情况下，由于每个UE所对应的bit信息资源变少，则可能导致性能的下降，但是由于导频数量的增加在一定程度上会提高信道估计的可靠性。

两个符号导频结构[48]

第 29 页 共 109 页

100Performance of 8 info-bits CQI estimation, TU30 6 users, 1 pilot12 users, 1 pilot1 user, 1 pilot100Performance of 8 info-bits CQI estimation, TU30 6 users, 2 pilots12 users, 2 pilots1 user, 2 pilots1010-1-1BLERBLER10-210-210-310 -2-3024Es/Nt681010 -2-4024Es/Nt6810

图表 2-33 Qualcom关于PUCCH一个与两个符号导频性能比较[48]

上面图中为短CP场景中的性能结果，关于长CP以及其它方面的性能结果在参考文献[48]中可以找到更多，有兴趣可以查阅。

同样的道理在参考文献[43]、[45]也都提出了将PUCCH的RS信号扩展到3个OFDM符号上可以同时支持18个UE，这主要是针对只传送ACK/NACK的场景，而对于3个PUCCH上行导频信号结构的设计则有两种：

图表 2-34 Qualcom关于PUCCH三个符号导频设计（短长CP）[43]

第 30 页 共 109 页

对这两种方案的仿真假设和结果如下

表格 2-17 Qualcom关于PUCCH三个符号导频设计性能比较[43] TTI Configuration Long RS Structure(short CP/Long CP) TTI 1ms Intra-TTI frequency hopping yes Channel estimation length 3 pilot symbol /2 or 3 pilot symbol Slot duration 0.5 ms Symbols / Slot 7/6 FFT size 512 Data tones per RB 12 Tone spacing 15 KHz Flat guard samples 28 chips (Number of symbols) Guard tones per symbol 212 Pilot Ec/Ior 0 dB Code Type Repetition modulation BPSK Maximum re-transmission 0 Channel GSM TU 120, 350 (kph)/VB3,120,350 Detection Dual-state 10-1TU3 intra-TTI hopping 18 users mid18 users even10-1TU120 intra-TTI hopping 18 users mid18 users evenbit error rate (BER)bit error rate (BER)10-210-210-310-310 0-41234Es/Nt per antenna (dB)5610 0-41234Es/Nt per antenna (dB)56

10-1TU350 intra-TTI hopping 12 users mid18 users mid12 users even18 users evenbit error rate (BER)10-210-310 0-412

图表 2-35 Qualcom关于PUCCH三个符号导频仿真性能比较（短CP）[43]

345Es/Nt per antenna (dB)678第 31 页 共 109 页

10-1long cp veh-B 3 kph intra-TTI hopping 6*2 users2*2 users3*2 users4*2 users10-1VB-3 long cp intra-TTI hopping 8 users 2 pilot12 users 3 pilotbit error rate (BER)bit error rate (BER)10-210-210-310-310 0-412345Es/Nt per antenna (dB)67810 0-412345Es/Nt per antenna (dB)678

10-1VB 350 long cp intra-TTI hopping 8 users 2 pilot4 users 3 pilot8 users 3 pilot12 users 3 pilotbit error rate (BER)10-210-310 0-412

图表 2-36 Qualcom关于PUCCH三个符号导频仿真性能比较（长CP）[43]

注：不是非常清楚信道估计以及均衡的时候采用那些方法，简单来看在高速场景中，导频离散放置应该比集中放置有更好的性能，能够准确估计信道变化，更多的是估计成份，而对于导频集中放置在高速场景中应该更多的是预测成份，所以对于上述结果在其它方面采用了何种方法能够改善此问题并不十分清楚，目前只能默认为结果的正确性。

基于上述仿真结果，在RAN1#49bis次会议上，各公司达成一致有如下结论 对于ACK/NACK的参考信号

1. 3 RS in the middle of the slot for short CP(Symbol2,3,4) 2. 2 RS in the middle of the slot for long CP(Symbol2,3) 对于CQI的参考信号

3. 2 RS in the middle of the slot for short CP(Symbol1,5) 4. 1RS in the middle of the slot for long CP(Symbol3)

需要说明的一点是在整个讨论过程中关于CQI与ACK的PUCCH结构讨论还是有一些区别的，但是Qualcom在一开始给出的所有关于此方面的提案和仿真结果是一起给出的，而Qualcom在这个主题上又是一个起主导作用的，因此在我们上述的仿真结果以及分析介绍中二者似乎是一起进行，到这个问题是早期定下了ACK的PUCCH结构设计，在后期继续讨论中逐渐确定了关于CQI的PUCCH结构设计。

345Es/Nt per antenna (dB)678第 32 页 共 109 页

2.3.2 RS Sequence的生成

对于这个问题(orthogonal covering)的讨论，在协议制定讨论过程中没有见到太多，而更多的讨论是通过E-Mail的形式进行的，由于E-Mail形式过于杂乱，这里无法总结出重点，有兴趣的可以参阅RAN1#49bis至#50之间的邮件，在参考文献[49]中给出了一个总结性的结论：

认为根据Orlando会议的决定，对于序列长度为3(symbol)常规CP模式使用长度为3的加扰序列，长度为2(symbol)的扩展CP模式使用长度为2的加扰序列，使用DFT序列为(exp(-j*2*pi*{0,1,2}/3 etc)。

加扰的考虑在前面的章节已经介绍过了，一个OFDM符号的RS信号在保证不损失过多性能的前提下，只能支持6个UE，Qualcom提出通过增加多个OFDM符号来使支持更多的UE，而为了保证RS序列的理想自相关属性，RS序列仍然使用相同根索引序列，同时又希望能够通过某种方式对其加以区分，因此Qualcom便提出对PUCCH使用Walsh序列在时间域上进行加扰，对PUCCH的参考信号使用FFT序列在时域上进行加扰。因此便有了上述我们所看到的结果。

2.3.3 Hopping

#51，#51bis

PUSCH DM RS cyclic shift values

DM RS length as well as number of cyclic shifts depends on the allocated bandwidth. Thus, a simple definition of cyclic shifts which can be readily used with different bandwidths is needed. We see that the number of available cyclic shifts in the cell is the same for all bandwidths and that the available cyclic shifts are equally spaced. We see also that having 12 cyclic shifts available for all bandwidths in the cell is a reasonable number; it maintains cyclic shifts orthogonal in typical channel for while it provides sufficient number of cyclic shifts for multi-user MIMO and cyclic shift separation between cells using the same DM RS group. Hence we propose that DM RS cyclic shift for PUSCH is given by

RSMsc2ncsRB.

Nsc

2.4

上行Sounding参考信号设计

在LTE系统中，上行链路中除了用于PUSCH与PUCCH解调之外的DM RS参考信号

第 33 页 共 109 页

之外，还有一种Sounding Reference Signal参考信号。该信号并非用于上行数据或者控制信令解调的辅助参考信号，它的主要功能是用于信道质量估计，使上行链路能够有效的实现频率选择性分集效果。同时Sounding信号还可以完成其它目的，比如它可以辅助完成上行时间同步估计，当UE没有数据发送的时候，NodeB仍然需要对UE的同步进行监听，通过TA调整量实现UE与NodeB之间的同步，这是就需要通过Sounding信号实现；TDD系统中高速场景下辅助NodeB提高信道估计性能。

在RAN1#47~RAN1#48bis会议中，各个公司简单的讨论了关于Sounding RS信号相关的问题，一致认为该信号所能够支持的功能应有如下[50]：

1. 为时域和频域调度提供相关信道质量的测量。 2. 为链路的自适应提供相关信道质量的测量。

3. 为功率控制(power control)提供相关的信道质量测量。 4. 为上行同步跟踪、保持提供相关测量。

5. 能够为SU-MIMO(closed loop antenna selection)提供相应的信道质量的测量。

Channel Sounding RS信号的讨论与DM RS信号的讨论在会议的初始阶段是一起讨论的，尤其关于序列的选择和生成方式、复用方式，它们几乎用的相同方法，知道中后期，两者的讨论才被渐渐地分开。

在RAN48bis会议上之前，在与DM RS共同讨论过程中，对于Sounding RS问题基本得出了一些结论[51]

1. Sounding RS信号与DM RS信号需要放在不同的资源块中。在参考文献[52]

中Ercisson认为Sounding信号不应该对DM RS信号有影响，而应该给DM RS保留一个“Clean”的结构，没有任何的理由可以认为在使用Channel Sounding信号之后，可以降低DM RS信号的开销量，因此认为Sounding RS与DM RS应该放置（投票中几乎一致通过）。

2. Sounding RS使用在长块（LB）中。这个问题的最后决定是和DM RS中最后决定

只使用长块一起得到的，由于Ericsson建议在DM RS中只使用长块，因此在Sounding RS中也只使用了长块。

3. Sounding RS信号的结构将取决于带宽个数，当只有一个SRS带宽的时候使用CDM

方式，当有多个不同SRS带宽的时候则使用CDM/FDM结合的方式。这个问题的讨论相对是比较复杂的，首先是有公司提出与DM RS相同的方案就是Distributed SRS和Localized SRS，同时认为Distributed SRS可以覆盖整个频带，首先我们知道采用Distributed SRS模式的时候，可以大大增加同时进行测量的用户数量，但是这个用户数量如果过大，将会是Sounding信号之间的相关变的很差，与RPF(Repetition Factor)值有关，反而降低了检测性能，因此有很多公司认为SRS的信号不能够占据整个带宽，而是不同的用户动态的调整其占用（即测量）的频点和带宽，因此认为可以通过FDM的方式使用户之间加以区分，而当用户的数量较大，SRS的开销已经无法承受的时候，只有进一步通过CDM的方式再一次区分。在RAN#47次会议上，就此问题进行投票，17个公司认为在多于一个带宽个数的时候采用CDM/FDM方式，16个公司认为在只有一个带宽的时候采用CDM方式，1个公司认为1个带宽的时候也采用CDM/FDM的方式，2个公司认为只使用FDM方式。 2.4.1 Sequences

毫无疑问的选用了与DM RS相同的序列，由于ZC序列本身的属性，以及Sounding RS与DM RS很多特性的相似之处，在这个问题上各个场景没有进行过多的争执已经讨论，所

第 34 页 共 109 页

以这里我们也没有必要对其进行详细分析。

2.4.2 Bandwidth

对于这个主题，在参考文献[62]中做了一个简单的总结，主要的备选方案有如下：1. 四种不同的配置带宽1.25MHz、2.5MHz、5.0MHz和10.0MHz。这种模式对于信令

的开销和整个系统的配置方案相对都比较简单，但是缺乏更多的灵活度，可选择的余地非常小。这个提议在初始阶段是大多数公司都认可的方法。 2. 增加可选带宽的配置（仍然需要保证RB的偶数倍对应带宽），但是对于小区实际配

置将会受限，一个小区则只能够有一种或者几种配置方式，通过广播的方式通知该小区中的UE。该方案在理论上是拥有全部带宽的配置，但是考虑到系统开销，在实际配置场景中对其进行，因此灵活度也并不是非常好。

3. 在增加可选带宽配置的情况下，同时拥有或者几乎拥有全部的可配置选项，即该所

有可配置带宽都可以通过信令告知本小区并使用。 当时，大多数公司认为SRS传输是不应该占用PUCCH的资源，当然也不应该和PUSCH的资源有冲突。而这两个部分的资源显而易见它们的大小是可以灵活配置的，并且在不同子帧之间PUSCH传输资源的大小以及数量都是可以不同的，这将意味这非常希望对于SRS的资源配置方式可以具有高度灵活性。因此Ericsson非常倡导使用方案3中所述的方式[62]，在提案中对于方案1、2认为只用2bit的信令开销，方案3需要5bit开销。

我们知道SRS作为上行信号，而LTE上行信号中要求带宽占据子载波是必须是2、3和5的倍数，而且最终确定的RPF=2（后面有介绍），考虑到这些因素，可以有如下表格

表格 2-18 Nokia关于SRS可支持带宽列表[63]

# of RBs1234561012151618202425273032304548505460727580819096100108Allowed SRS BWYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYesYes 同时存在一个问题就是SRS信号最小可以支持带宽，该问题Nokia在文献[63]认为实际上并不是带宽本身的问题，而被转换为SRS解析估计性能的问题。在下面图表 2-37给出了2RB、4RB的SRS性能仿真结果，从中很容易看到使用2RB的SRS信号场景下有较严重的性能损失。而且该仿真中2RB与4RB使用相同的功率，也就是说2RB的功率谱密度要比4RB高3dB，就即使如此2RB环境下仍然不能获取到4RB相同性能，文献中认为这主要是由于4RB使用了更宽的处理带宽从而弥补了其功率谱较低的不足，因此Nokia认为对于SRS的最小带宽应该是4RB，这也得到了其它公司的认可。

第 35 页 共 109 页

43std(SNR_Est) [dB]ETU 4RBETU 2RBEPA 4 RB2EPA 2 RBEVA 4 RBEVA 2 RB10-12-10-8-6-4-20246810SNR [dB] 图表 2-37 Nokia关于SRS最小支持带宽仿真性能[63]

上面表格的配置种类非常多，我们知道考虑到系统的开销情况，不可能把上述所有的配置可能性全都列入备选配置中，在确定了以上的信息之后，就是要具体确定SRS带宽、可是配置带宽。Nokia在参考文献[]中给出建议

• SRS BW tree changed and broadcasted: A set of SRS BW trees is predefined for each

system bandwidth. A set can contain up to 8 SRS BW trees. The selected SRS BW tree is broadcasted. • Fixed SRS BW tree, maximum SRS BW changed and broadcasted:A single SRS BW

tree is predefined for each system bandwidth. A set of maximum SRS BW is predefined and the selected maximum SRS BW is broadcasted. UEs adapt their SRS bandwidths autonomously according to the maximum SRS BW. 对于方案1给出的方法是

1. 多个SRS BW tree将被提前定义，针对每一种系统带宽。

2. 被使用的SRS BW tree与最大的SRS BW将被在整个小区中广播。

3. 根据预先定义的规则，UE将根据当前发送的新SRS BW tree重新配置。

第 36 页 共 109 页

[]

图表 2-38 Nokia关于SRS带宽配置的方案1

第二中方案则是预先定义一个SRS集合树，该集合对于任意带宽系统均是一样的，而最大SRS带宽通过广播通知，而小区中的UE则根据最大SRS带宽可自动配置SRS。

20 MHz15 MHz10 MHz5 MHz3 MHz1.6 MHzSRS Bandwidth (# of RBs)#1#2#34244843672412244204124\"Option #1\"#49820 MHz15 MHz10 MHz5 MHz3 MHz1.6 MHzSRS Bandwidth (# of RBs)#1#2#34204041632420404204124\"Option #2\"#480# of RBs1234561012151618202425273032304548505460727580819096100Allowed SRS BW?YesYesSystem BW20 MHzSRS BW set123456781234567812345678SRS BW (# of RBs)#1 #2#34244120412412041242041241204124204124844444122012812#44832403632602440 3632602440 36162440 361624YesYesYesYes96968072487248YesYesYesYes15 MHz3248YesYesYesYes10 MHz32YesYes图表 2-39 Nokia关于SRS带宽配置的方案

由于最终采用的是第一种方案，所以对于第二种方案我们这里不做过多分析，有兴趣可以查阅参考文献[]。同时在RAN#51bis~RAN#52bis会议期间认为对于窄带宽系统（小6RB），只需要单一4RB的SRS即可以了，由于期间信件讨论较多，没能在提案中找到直接讨论的议题，有兴趣可以查阅期间的提案以及信件讨论。

RB index12345671011121314151617181920212223242526272829303132333435363738394041424344454748495040 RBsBW options20 RBs20 RBs4 RBsa) SRS BW set - according to SRS BW tree2[]

maximum SRS BW (broadcasted) 32 RBsBW options4 RBsb) truncated SRS BW set16 RBs16 RBs

第 37 页 共 109 页

图表 2-40 Nokia关于SRS带宽配置树形结构[]

NTT DoCoMo对前期的工作做了相应总结有如下[66]： 可能使用的SRS带宽

✓ 最小的SRS带宽（窄带）应该是4个RB ✓ 所有可用SRS带宽应该都是4RB的倍数。  频域中的Cell Specific SRS结构

✓ 基于Tree结构复用到三层(need for more levels is FFS)

➢ 当可操作系统带宽小于8个RB的时候，仅仅窄带SRS（4RB）为可使用。 ➢ 当可操作系统带宽在8个RB到30RB之间时，1个附加SRS带宽将可被支持。 ➢ 当可操作系统带宽大于30个RB时，多个可附加SRS带宽可被支持。 ✓ 最大SRS带宽通过广播方式通知，它等于允许可SRS传输的带宽区域。 ✓ 系统中带宽为对称的。

基于以上的描述，DoCoMo提出了如下的SRS配置结构

表格 2-19 DoCoMo关于SRS带宽配置设计[66]

#01234567101112131415161718192021222324252627282930311st(maximum) wideband SRS bandwidth-812162024324048728096386072961083248809872987296721082ndwideband SRS bandwidth------16 (x 2)20 (x 2)24 (x 2)32 (x 2)36 (x 2)40 (x 2)48 (x 2)12 (x 3)16 (x 3)20 (x 3)24 (x 3)32 (x 3)36 (x 3)16 (x 2)24 (x 2)32 (x 2)40 (x 2)48 (x 2)24 (x 2)36 (x 2)48 (x 2)16 (x 3)24 (x 3)32 (x 3)24 (x 3)36 (x 3)3rdwideband SRS bandwidth-------------------8 (x 4)12 (x 4)16 (x 4)20 (x 4)24 (x 4)8 (x 6)12 (x 6)16 (x 6)8 (x 6)12 (x 6)16 (x 6)8 (x 9)12 (x 9)Narrowband SRS bandwidth4 (x 1)4 (x 2)4 (x 3)4 (x 4)4 (x 5)4 (x 6)4 (x 8)4 (x 10)4 (x 12)4 (x 16)4 (x 18)4 (x 20)4 (x 24)4 (x 9)4 (x 12)4 (x 15)4 (x 18)4 (x 24)4 (x 27)4 (x 8)4 (x 12)4 (x 16)4 (x 20)4 (x 24)4 (x 12)4 (x 18)4 (x 24)4 (x 12)4 (x 18)4 (x 24)4 (x 18)4 (x 27)Tree structure for wideband SRS1-21-31-2-41-2-61-3-61-3-9

在邮件讨论中，认为上述表格中的结构过多，希望能够简化从而降低系统的开销，

表格 2-20 DoCoMo关于SRS带宽简化配置设计[66]

第 38 页 共 109 页

#0123456710111213141516171st(maximum) wideband SRS bandwidth-812162024324048386048809672962ndwideband SRS bandwidth------16 (x 2)20 (x 2)24 (x 2)12 (x 3)16 (x 3)20 (x 3)24 (x 2)32 (x 2)40 (x 2)48 (x 2)24 (x 3)32 (x 3)3rdwideband SRS bandwidth------------12 (x 4)16 (x 4)20 (x 4)24 (x 4)12 (x 6)16 (x 6)Narrowband SRS bandwidth4 (x 1)4 (x 2)4 (x 3)4 (x 4)4 (x 5)4 (x 6)4 (x 8)4 (x 10)4 (x 12)4 (x 9)4 (x 12)4 (x 15)4 (x 12)4 (x 16)4 (x 20)4 (x 24)4 (x 18)4 (x 24)Tree structure for wideband SRS1-21-31-2-41-3-6

(a) For system bandwidth of 6 – 30 RBs (b) For system bandwidth of 31 – 60 RBs

#1st(maximum) wideband SRS bandwidth-812162024N/AN/ANarrowband SRS bandwidth4 (x 1)4 (x 2)4 (x 3)4 (x 4)4 (x 5)4 (x 6)N/AN/A#1st(maximum) wideband SRS bandwidth162024324048382ndwideband SRS bandwidth---16 (x 2)20 (x 2)24 (x 2)12 (x 3)16 (x 3)Narrowband SRS bandwidth4 (x 4)4 (x 5)4 (x 6)4 (x 8)4 (x 10)4 (x 12)4 (x 9)4 (x 12)012345670123456 7 (c) For system bandwidth of 61 – 110 RBs

#1st(maximum) wideband SRS bandwidth486048809672962ndwideband SRS bandwidth16 (x 3)20 (x 3)24 (x 2)32 (x 2)40 (x 2)48 (x 2)24 (x 3)32 (x 3)3rdwideband SRS bandwidth--12 (x 4)16 (x 4)20 (x 4)24 (x 4)12 (x 6)16 (x 6)Narrowband SRS bandwidth4 (x 12)4 (x 15)4 (x 12)4 (x 16)4 (x 20)4 (x 24)4 (x 18)4 (x 24)01234567

2.4.3 Cyclic shift & Hopping

关于Cyclic shift的讨论是在邮件中进行的，提案中并没有太多的体现，只是在52bis会议的Summary中081662中给出了一个相应的结论。 The SRS cyclic shift value  is given as

2cyclic_shift_value_SRS.

8第 39 页 共 109 页

where cyclic_shift_value_SRS is the configured cyclic shift offset for the SRS of a UE (3 bits).

2.4.4 Period and Offset

2.4.5 RPF

在确定了对于不同带宽Sounding信号使用FDM的方式进行复用的前提下，为了提高在有效带宽下的利用率，Interleaved FDM被建议使用，主要是在多个Sounding信号在同一个带宽区域中有重叠或者部分重叠，比如一个UE使用了2.5MHz，而另外一个UE则使用了在此2.5MHz区域中的1.25MHz带宽或者更小。使用Interleaved FDM则引入了另一个问题就是RPF(Repetition Factor)的取值问题，即同一个UE的Sounding信号相邻子载波之间的间隔大小。Motorola、Samsung、Ericsson在参考文献[51][53][54]中建议RPF=2，它们基本上认一致为RPF=2已经提供足够为频域解析度，同时也可以通过也能偶提供给足够多的UE用于上行的信道测量。而且由于当RPF=2的时候，任何的Sounding信号的带宽都是2个RB(24/2)的倍数。

5MHz1.25MHz1.25MHz1.25MHz1.25MHzFrequency(a)5MHzFrequency(b)1.25MHz1.25MHz1.25MHz1.25MHz1.25MHz1.25MHz1.25MHz1.25MHzFrequency(c)

图表 2-41 Samsung关于5MHz系统带宽SRS信号复用(RPF=2)[53] 注：(a)5MHz与1.25MHz；(b)只有5MHz；(b)只有1.25MHz；

第 40 页 共 109 页

2.5MHzFrequency1.25MHz1.25MHz1.25MHzFrequency

图表 2-42 Samsung关于2.5、1.25MHz系统带宽SRS复用(RPF=2)[53]

TI建议RPF=3，Samsung则认为不再考虑其它的RPF值，而Ericsson则认为其它值需要进一步分析。

在RAN#50次会议上，Ericsson与Nokia建议除了RPF=2之外，RPF=1也应该给予考虑，首先虽然它不能带来FDM的优势，但是对于多个UE而言，仍然可以使用TDM的方式进行复用，而RPF=1则应该用于多个UE的Sounding信号使用相同带宽的场景中[55][56]。但是经过各个公司讨论以及投票在RAN#50次会议，对于这个议题给出了最后的结论，认为只保留RPF=2的结构，而不需要任何信令的通知。 2.4.6 SRS for UE Antenna Selection

关于SRS发送还有另外一个问题，由于LTE中UE端可以存在两个天线，而上行虽然是只支持一根天线发射，但是要求可以支持天线选择的功能，并且两根天线上的信道质量很可能是尽不相同的，因此这也要求SRS对于两根天线发射选择功能。

有关这个问题在讨论过程中主要集中在两种方案[65]：a) Configurable for each antenna b) Same for each antenna - alternate between SRS transmission sub-frames

其中Motorola、Mitsubishi是支持第一种方案，而NSN、Nokia、Ericsson、Qualcomm、 Interdigital、LGE、Samsung支持第二种方案。因此也没有疑问，最终决定以第二种方法为最终

方案。SRS的放送天线在连续子帧间SRS是可切换的，而两根天线保持相同的配置。

在确定了两根天线的发射方式之后所要明确的就是如何让NodeB与UE之间可以达到一致，共同认可当前所选用的天线。对于这个问题在参考文献[65]中有所描述

a) Include 1 bit in DCI Format 0 (R1-080803)

b) If the UL-SCH assignment is in odd/even sub-frames, PUSCH transmission is from the

first/second antenna. If there was an UL-SCH assignment in the previous sub-frame, the same antenna is used (R1-074357) c) Implicit indication using antenna-specific scrambling for the CRC of Format 0 (without

the CRC) (R1-081121)

2.4.7 SRS在子帧中时域的位置

这问题的考虑主要出于考虑到PRACH与SRS之间可能存在的干扰。由于在明确SRS与DM RS需要使用不同的资源区域，因此比较适合SRS的位置，通常认为是在子帧中的第1、7、8、14个OFDM符号中，但是当PRACH与SRS资源被放置在同一个子帧，甚至同一个资源RB中的时候，我们很容易发现其二者之间是存在干扰的。

第 41 页 共 109 页

Scheduled SRS RACH fc = 2 GHz

frequency

fc = 2 GHz

RACH frequency

UE#1 Data RACH fc = 2 GHz

UE #2 Data frequency UE#1 SRS UE#2 SRS fc = 2 GHz

RACH frequency

图表 2-43 PRACH与SRS相互干扰[57]

上面图表 2-43给出了PRACH与SRS之间相互干扰的示意，其中在参考文献[59]中有关于其相互干扰造成的性能损失分析。

因此在文献[57][58][59]中都建议SRS在时域中的位置是需要考虑这些因素的，它们建议SRS放置在第1、14个OFDM符号中要比放在7、8中好的多。

图表 2-44 在第1、14符号中PRACH与SRS干扰[59]

从上面图表 2-44可以看到 1. (a)图中SRS在第一个OFDM符号中的时候，SRS信号落在PRACH的CP部分

中，因此在PRACH检测过程中只要去除CP部分，对PRACH检测不会有太大影响，但是PRACH的CP部分会对SRS检测带来较大问题。 2. (b)图中SRS在最后一个OFDM符号中的时候，SRS只会对PRACH延时过长，

也就是UE距离NodeB较远的PRACH有影响，而通过理论推导通常模式小区半径大于3.86km（推导请查阅[59]）时，会有SRS与PRACH相互之间出现干扰，这就需要小区的PRACH与SRS的规划来采取规避，因此小区覆盖半径在这个问题上是一个较为重要的因素。

从上面的分析来看我们基本知道这个问题需要考虑的因素，在RAN#50bis次会议上，给出的决定仍然在一个子帧中的第1、14符号都是可选的结构，并且向RAN4征求意见，但是没能找到反馈文稿，但是在后期的会议中一致认为规定只在第14个符号中发送SRS信号。

2.4.8 SRS在子帧中频域的位置

SRS信号在一个子帧中频域位置的决定主要取决于它与PUCCH之间的干扰或者说冲突，通常认为为了保证上行的SC属性，同一个UE是不会同时发送SRS和PUCCH信号的，但是不同UE之间的PUCCH与SRS信号在NodeB侧来看是可能发生较为严重的冲突，可以认为是[60]

第 42 页 共 109 页

1. SRS信号与ACK/NACK信号之间的干扰； 2. SRS信号与CQI信号之间的干扰。

Multi-carrier transmissionSRSPUCCHTotalbandwidthSub-frame

图表 2-45 PUCCH与SRS干扰[61]

上图中SRS的位置是在第1个OFDM符号中，由于当时并没有确定是在第1个或是第14个符号。不同的公司对于以上两种干扰也分别提出了不同的解决方案，

SRS与ACK/NACK之间的影响[60]：

方案1：1个OFDM符号将被打掉。当然为了避免降低系统用户复用的容量，被打掉的应该是ACK/NACK的符号而不是RS符号。它的优点是不会影响吞吐量和SRS复用的容量，对功率控制不会有太大影响，由于避免对SRS冲突部分舍弃，所以不会对调度有影响；而缺点则是需要额外附加一个ACK/NACK PUCCH结构，同时性能上有0.58dB的损失。

方案2：与方案1恰恰相反，丢弃SRS中与PUCCH冲突的部分，保证不对ACK/NACK PUCCH最任何改动，它的优缺点则与方案1互补。

SRS与CQI之间的影响[60]：

方案1：由于SRS与CQI是周期性发送的，可以通过调度器将它们分配到不同的子帧中，当然这样将其二者不可能在每一个子帧中都存在。

方案2：SRS与CQI可以被在同一个子帧中发送，(a)一个CQI的符号将被打掉来支持SRS发送，这样将需要一个或者多个CQI的编码与打孔模式；(b)SRS传输发生冲突部分将被丢弃，这样一来就无需改变CQI的上行吞吐量，但是SRS的复用已经功率控制将会受到影响。

在后期讨论，各个公司发现对SRS与CQI冲突问题的解决方案1虽然可以通过调度得以实现，但是其难度是比较大的，在协议中很难对其进行加以说明（but it may be difficult to capture or should not be captured in the specifications）。

在RAN#51bis会议中，对上述问题进行投票，SRS与ACK/NACK冲突： 方案1：LGE, Mitsubishi, Nortel, NTT DoCoMo, Qualcomm, and Samsung 方案2：Ericsson, Motorola, Nokia, NSN, Panasonic, and TI SRS与CQI冲突：

方案2(a)：LGE, Mitsubishi, Motorola, Nortel, and Qualcomm 方案2(b)：Ericsson, Nokia, NSN, Panasonic, Samsung, and TI 因此在此次会议决定都是使用方案2与方案2(b)。

在后期实际上对于PUCCH与SRS发生冲突的时候，是将二者都进行打掉的方式，主要原因是考虑到尽可能维持原有信号Single Carrier的属性。

第 43 页 共 109 页

图表 2-46 PUCCH与SRS碰撞时的结构

2.4.9 TDD

第 44 页 共 109 页

3 下行导频设计

3.1

下行帧结构设计概要

3.1.1 早期LTE下行帧结构

早期LTE下行帧结构的基本结构如图表 3-1所示，从图中可以看到，一个基本的LTE无线帧可以被分为两层：无线帧和子帧，即一个无线帧可以分为若干个子帧，每个子帧包含若干个OFDM符号。

无线帧子帧OFDM符号

图表 3-1 早期的LTE下行帧结构[1]

关于下行帧结构设计介绍大部分引自参考文献[1]，有兴趣可以查阅该文献，我们这里主要给出一些结论性的东西。

在早期的25.814中给出的有关LTE下行帧结构初步方案有如下表结果

表格 3-1 下行传输参数[3] Transmission BW Sub-frame duration Sub-carrier spacing Sampling frequency FFT size Number of occupied sub-carriers†, †† Number of OFDM symbols per sub frame (Short/Long CP) (μs/samples) (1/2  3.84 MHz) 1.25 MHz 2.5 MHz 5 MHz 0.5 ms 15 kHz 10 MHz 15 MHz 20 MHz 1.92 MHz 128 76 3.84 MHz 256 151 (2  3.84 MHz) 7.68 MHz 512 301 (4  3.84 MHz) 15.36 MHz 1024 601 (6  3.84 MHz) 23.04 MHz 1536 901 (8  3.84 MHz) 30.72 MHz 2048 1201 7/6 CP length Short (4.69/9)  6, (5.21/10)  1* (4.69/18)  5, (4.95/19)  2 (16.67/) (4.69/36)  3, (4.82/37)  4 (16.67/128) (4.75/73)  6, (4.82/74)  1 (16.67/256) (4.73/109)  2, (4.77/110)  5 (16.67/384) (4.75/146)  5, (4.79/147) 2 (16.67/512) Long (16.67/32) †Includes DC sub-carrier which contains no data †† This is the assumption for the baseline proposal. Somewhat more carriers may be possible to occupy in case of the wider bandwidth

*: {(x1/y1)  n1, (x2/y2)  n2} means (x1/y1) for n1 OFDM symbols and (x2/y2) for n2 OFDM symbols

该子帧间隔对应最小下行TTI，同时对于由多个子帧组成的更长TTI（multiple TTI

第 45 页 共 109 页

lengths）的情况也应该予以考虑，以便于更好的支持更低的数据速率以及QOS优化[1]。3.1.2 LTE下行帧结构最终方案

在LTE下行帧结构的讨论过程中主要包括无线帧长度、无线子帧长度、子载波间隔（OFDM符号长度）、CP长度、TTI长度、资源块大小定义以及参考信号设计等等诸多方案。在经过长期分析和讨论之后，最终的帧结构为

One radio frame, Tf= 307200Ts=10 msOne slot, Tslot= 15360Ts=0.5 ms#0#1#2#3#18#19 One subframe图表 3-2 LTE下行帧结构最终方案[1]

图表 3-2与图表 3-1在结构上大体是一致的，不同之处在于引入了Slot的概念，对于Slot引入的解释如下：由于TTI长度已经确定为1ms，为了避免出现“子帧对”这样复杂的结构，在物理层特别的引入了时隙和子帧的概念，它们的长度分别为0.5ms和1.0ms。在早期的帧结构中，规定一个子帧的长度为0.5ms，但是由于TTI长度被重新做了定义为1.0ms，因此物理层方面引入了“slot”的概念代替“子帧”的概念来表征0.5ms的时间间隔。

图表 3-3 LTE下行资源块设计最终方案图例1

第 46 页 共 109 页

图表 3-4 LTE下行资源块设计最终方案图例2

表格 3-2 LTE下行帧结构相关参数

Configuration RB size Number of (number of subcarriers) symbols per slot Normal CP (15kHz) 12 7 Extended 15kHz 6 CP 7.5kHz 24 3 3.2

下行PDSCH DM参考信号设计

LTE系统中下行导频设计要求至少满足三个要求[3]：

 下行信道质量测量；

 支持UE端下行信道估计以完成相关解调和检测；  支持小区搜索初始化。 3.2.1 复用方式

LTE下行系统已经确立了使用OFDM技术，在OFDM调制技术上公共导频设计通常有如下几种方式

第 47 页 共 109 页

图表 3-5 LTE下行导频参考信号设计示例[67]

在常见的论文中可以看到对OFDM系统，公共导频设计主要有上面三种方式，NEC应用到LTE系统中提出为：

1. FDM导频参考信号：子帧中的每个OFDM符号的特定子载波（频点）携带导频

参考信号； 2. TDM导频参考信号：子帧中的第一个OFDM符号承载导频参考信号； 3. Scattered结构：子帧中的两个OFDM符号将承载导频参考信号，而相邻OFDM

符号间的导频在频域中成staggered状。

对于上述的方法3而言，实际可以看做是方法1与方法2的结合，在参考文献[68]中可以看到把第三中方式称为Hybrid TDM/FDM导频参考信号。下面简单介绍一下这几种方式的优缺点[68]

FDM：

优点：导频的开销可以做到最小化，对于单播场景，每个符号中20tones的导频子载波已经可以提供足够的精细度为多个符号中的信道估计操作，而导频开销只有6.7%；同时这种方式可以抗拒Doppler所带来的影响，即适应于高速场景。

缺点：即使没有UE没有被调度，由于对信令部分需要获取而进行信道估计，因此在整个Slot中UE都需要是awake状态。同时需要注意的具体的UE需要保持awake程度要依赖于实际产品的实现算法和方式，以及对性能的要求。

TDM：

优点：UE仅仅需要在每个Slot中特殊位置保持awake状态来支持信道估计操作。 缺点：为了保持对下行信令/上行HARQ响应的译码，UE仍然需要保持wake up；频域中的下行开销过大，大约会在14.3%(SISO)；在Doppler较大场景中，信道估计的损失可能会比较严重。

Scattered：

优点：相比上述两种方法，导频开销可以被进一步的减少，假定每个slot中2个符号承载导频，每个符号中仍然按照20tones承载导频，则下行的导频开销会被降低到2%；其代价是相比FDM方式抗拒Doppler能力被降低，但是仍然是远远好于TDM方式。

缺点：与TDM优点相似，就是UE即使未被调度，仍然需要在两个导频的OFDM符号

第 48 页 共 109 页

时刻保持awake状态。

下面给出一些公司关于这几种方案的仿真性能结果

表格 3-3 LTE下行导频复用设计仿真参数[67] Simulation duration Carrier sampling rate Oversampling Carrier Frequency Number of Users Modulation Pulse Shaping Pilot / Data power FEC ECR HARQ method Channel Mobile Speeds Channel Estimation Number of Transmit Antennas Number of Receive Antennas Number of transport blocks per sub-frame CRC Length LLR Computation 10000 sub-frames 15.36 MHz No 2 GHz 1 16QAM No 0 dB Rate 1/3 Turbo Encoding 0.33, 0.5 No HARQ TU with 6 paths 3 km/hr, 120 km/hr, 350 km/hr Real (from pilot channel) 1 2 (with equal gain combining) 1 24 Section A.1.4 from 错误!未找到引用源。

仿真假设(14.3%导频开销) Number of Pilot symbols per sub-frame Number of OFDM symbols carrying user data Total Number of occupied subcarriers per OFDM symbol Number of pilot subcarriers per pilot symbol Channel Estimation FDM (Pattern 1) 7 7 602 86 Frequency Interpolation & Time Averaging (depending on mobile speed) TDM 4.8% , 7.2% 0 3, 2 Same as in Table 2 TDM (Pattern 2) 1 6 602 602 Frequency Averaging & Time Interpolation Scattered (Pattern 3) 2 7 602 301 Frequency Averaging & Frequency & Time Interpolation 仿真假设(4.8%&7.2%导频开销) Pilot Overhead Pilot Symbol Number Pilot Frequency Spacing Channel Estimation Scattered 4.8% , 7.2% 0, 3 6, 4 Same as in Table 2 – No frequency averaging 各种复用方式下，导频的排列方式以及信道估计做法描述如下 For the FDM pilot pattern –

• Each OFDM symbol is designed to carry a certain number of pilot symbols with specific

frequency spacing between adjacent pilot symbols

• Channel estimation is performed by frequency domain interpolation per OFDM symbol

followed by time domain averaging between successive symbols for low to medium speed channels

For the TDM pilot pattern –

• All pilot symbols in a sub-frame are placed in the first OFDM symbol

第 49 页 共 109 页

• Channel estimation is performed by frequency domain averaging per OFDM pilot symbol

followed by time domain interpolation between pilot symbols

For the Scattered pilot pattern –

• Two OFDM symbols per sub-frame are assumed to carry an equal number of pilot

symbols

• Channel estimation is performed by frequency averaging and then frequency interpolation

for each OFDM symbol carrying pilots and time domain interpolation between two nearest pilot symbols for all OFDM symbols carrying data only

图表 3-6 LTE下行导频复用方式性能(14.3%开销)[67]

从上面的图中可以清晰看到在3km/hr和120km/hr场景中TDM的方式有最好性能，但是在350km/hr时候，Scattered方式要好于TDM方式。这个原因是比较容易理解的，在低速场景中OFDM符号间的信道差异不大，而主要由于同一个符号中子载波之间信道的差异，TDM通过averaging方式可以获取更好的性能。但是在高速场景中由于导频符号之间信道变化更为剧烈（主要依赖与信道的相关带宽），因此TDM方式可能会变的性能产生恶化，尤其是在350km/hr时候，TDM导频在时域上的插值已经根本无法精确跟踪时域信道变化的状况，因此直接导致错误地板的出现。

在上面3个例子中，FDM的性能最差，主要原因是由于FDM方式虽然可以克服Doppler所带来的问题，但是却无法对Delay Spread的问题进行抑制，而如果要是也考虑到这个因素的化，其系统开销会大大增加而且远大于TDM和Scattered两种方式，其优势也就不再存在了，考虑到这些问题，我们认为FDM方式对于我们现在讨论的通用场景不是非常适用，因此在下述的分析过程不再对其进行讨论，而只对TDM和Scattered两种方式进行分析和比较。

第 50 页 共 109 页

图表 3-7 LTE下行导频复用方式性能(7.2%开销)[67]

图表 3-8 LTE

TDM Pilot Pattern：

✓ Equivalent or better performance than scattered pilot pattern for speeds below 120 km/hr.

第 51 页 共 109 页

下行导频复用方式性能(4.8%开销)[67]

Since the large majority of users are expected to be in this velocity range, no system wide performance penalty is expected if such a pattern is adopted

✓ More elegant and simpler pilot structure enabling easier UE power saving when control

channel is multiplexed with the OFDM symbol containing the pilots

✓ Expected superior performance in the demodulation of the control channel (when

multiplexed in the same symbol as the pilots) due to larger number of available pilot symbols than in the scattered case. This is crucial from the point of view of correct system functionality and to enable the UE to use DRX and save battery power

✓ Performance deteriorates at very high speeds which can be alleviated by allocation of

dedicated pilots for only those UE’s in high velocity situations Scattered Pilot Pattern：

✓ Similar performance as TDM pilot at speeds below 120 km/hr – superior performance at

higher speeds

✓ Expected inferior performance in the demodulation of the control channel (when

multiplexed in the same symbol as the pilots) due to smaller number of available pilot symbols than in the TDM case

上面的一段分析主要是TDM模式与Scattered模式二者在各个方面考虑上的优缺点，其中可以单从解调性能上看Scattered会有一些优势，尤其是在350km/hr的时候。但是TDM模式则对于UE省电的问题上有着相当大好处。在Nokia在参考文献[69]中对关于导频参考信号而造成UE省电问题也做了较详细的分析。

因而我们可以看到最终所争执的问题在于是在一个Slot中使用一个OFDM符号承载RS信号，还是使用两个OFDM符号承载RS信号（Primary Reference Signal and Secondary Reference Signal）。

Ericsson、NTT DoCoMo等公司认为考虑到性能问题，尤其是对于TDD系统而言，一个Slot中需要有两个OFDM符号来承载导频，尽管它们也在一开始也同意Secondary RS在一定情况下有待考虑，主要是出于对于UE省电的问题，但是它们仍然认为只有一个Primary RS信号对于共享信道数据解调是不足够的，它仅仅能够满足与低编码率（QPSK）等情况，对于QAM等高编码率的时候需要更为准确的信道估计结果，同时大Doppler扩展情况下只有一个Primary RS是不足以能够准确跟踪时域上信道变化的[70]。3.2.2 下行导频符号时域位置

无论在上面关于复用方式是选择TDM还是Staggered（一个RS符号还是两个RS符号），都需要在某个OFDM符号中承载，本章节主要就是讨论其承载时需要考虑到的因素，这个问题的讨论主要也是考虑到对UE省电问题和信道估计性能上的取舍。

提出的方案主要有以下几点： 1. Primary RS放在每个Slot中的第1个OFDM符号中，如果有Secondary RS则放在第4个OFDM符号中；

Nokia在文献[69]、NEC在文献[67]、Motorola在文献[72]中均给出支持这种方案，它们认为PDSCH的定位以及译码过程是在对PDCCH正确处理之后才能够获取的，因此认为PDCCH能够正确及时的解调将直接关系系统需要等待时间的长短，也将影响UE系统的Memory和power。因此认为将PDCCH与Primary RS一起复用在第1个OFDM要好于将Primary RS承载在第2个OFDM符号中。如下图所示

第 52 页 共 109 页

First reference signal1RSSys InfoSCCHSecond reference signal (not used)Sub-Frame= 0.5 ms1RSSys InfoSCCHDataDataDataDataPilotDataDataDataDataAllocation processingPower upDownNo allocation First reference signalSecond reference signal (not used)Sub-Frame= 0.5 msDataSys InfoSCCH1stRSDataDataDataPilotDataDataDataSys InfoSCCH1stRSDataAllocation processingPower upDownNo allocation 图表 3-9 Nokia关于下行导频时域位置研究[69] 表格 3-4 Nokia关于下行导频位置分析[69]

(Micro-sleep in one subframe only) Power up and down interval First reference signal in first OFDM 3 OFDM symbols symbol First reference signal in second 2 OFDM symbols OFDM symbol Power up and down interval First reference signal in first OFDM 3.5 OFDM symbols symbol First reference signal in second 2.5 OFDM symbols OFDM symbol Power saving compared to no up/down 43% (practically ca 31%) 28% (practically ca 20%) (Micro-sleep in two or more subframes) Power saving compared to no up/down 50% (practically ca 36%) 36% (practically ca 26%) 2.

Primary RS放在每个Slot中的第2个OFDM符号中，如果有Secondary RS则放在第5/6个OFDM符号中；

Ericsson在参考文献[71]中指出从L1/L2控制信令译码角度来看，Primary RS在第1个符号与第2个符号并没有太大的本质区别，但是从信道估计性能的角度来看它在第1个符号要好于在第2个符号中，而Secondary RS则应该考虑放置在第6个OFDM符号中，并且由于考虑到TDD系统上下行双工切换的影响，因此不建议把Secondary RS放在最后一个OFDM符号中去。

第 53 页 共 109 页

One sub frame (0.5 ms) R1 : First reference symbol R2 : Second reference symbol R1 R2 R1 R2 R1 R2 R1 R2

3.

图表 3-10 Ericsson关于下行导频时域位置研究[71]

Primary RS放在前一个Slot中的最后一个OFDM符号中（也可认为是本Slot中最后OFDM符号中），如果有Secondary RS则放在第3个OFDM符号中。

在参考文献[77]中也有一些公司曾提出这种方案，但是它并不能有效的提高信道估计本身的性能，其潜在好处是可以缩小信道估计时延(大约在1个OFDM符号，相比U-plane的3ms约2.4%)，但是对于UE的Micro-sleep有较大影响，降低休眠比例（约占Micro-sleep的2-3个OFDM符号约33-55%）。因此像Ericsson、Nortel、Nortel等等公司都认为没有必要改变当前的RS结构[92]。

3.2.3 下行导频在频域中的密度

我们知道下行导频在频域上的密度实质上就是值导频符号中承载导频子载波之间的间隔，由于典型的信道是频率选择性衰落，如果希望获得良好的信道估计性能必须要对导频设计有所考虑，导频频域中密度过于稀疏则信道估计性能定然无法接收，但是如果导频过密则会造成其在系统中开销过大。

在文献[73]中给出了几种提议，认为待选的RS之间频率间隔可以是2、4、6和8(每根天线)，那么它们所对应的最大有效频率精度则为30kHz、60kHz、90kHz和120kHz。

timeDDDDDPDPDPDPDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDPDDPDDPDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDtimeDDDDDDDDDDDDDDDDfrequencyDDDDfrequencyDDDDD

第 54 页 共 109 页

图表 3-11 关于下行导频频域密度研究[73]

需要说明的一点在前面介绍复用方式中，staggered方式对导频频域密度也有一定增强作用，在低Doppler大delay spread场景中，由于staggered模式使相邻导频符号中的导频子载波相互交叉放置，使其互相补充从而在一定程度上可以认为其频域上导频密度增加一倍（也与信道估计实现方法相关）。在这个导频频域密度问题上就存在几种观点[71]

 频域RS密度是可以动态变化的，这将依赖于无线信道频率选择性。动态的频域

RS结构将导致一些问题，直接影响信道估计器实现的细节设计，我们需要注意的是它并不是指要改变导频的结构，而仅仅针对不同场景而调整信道RS的密度，比如大小区的室外场景或者小小区的室内场景等等；

 不考虑信道状态的变化，RS信号的密度是固定不变的(一种静态参考信号结构)，

但是对于RS承载符号的能量将依赖于频率选择性信道变化而进行调整。需要注意的是这种情况下，信道估计器可能是会受到一些影响的，主要是由于RS信号所经历的信道不同，但是多个RS信号之间可能会进行averaging等滤波处理，同时这种方式会是时频域中资源开销不必要的增加；

 RS信号密度以及承载RS的符号能量都是固定不变的，不会根据无线信道的频率

变化而调整。这种方式为了保证信道估计的性能，通常需要保证worst case场景，因此可能也会有很多不必要的资源开销，同时在低频率选择性信道中发射机能量也可能会不必要的浪费。

而Ercisson在参考文献[71]中在这个问题上给出了一些观点认为，从复杂度的角度来看这个问题，希望能够有一个静态的频域RS密度，当然同时，E-UTRA也一定希望在各种场景中获取较高的性能指标，这都是我们所需要考虑的。当然如果使用半静态的频域RS密度的设计，子帧中所携带的系统信息必须能够提供指示，即该信息必须有办法能够被检测到，而不需要任何的先验信息。

在Helsinki LTE AdHoc(2006)会议中对导频频域密度多个公司达成共识，给出如下方案

Frequency domain D R1 D D D D D R1 D D D D D R1 D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D 0.5 ms D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D R2 D D D D D R2 D D D D D R2 D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D R1 : First reference symbol R2 : Second reference symbol D : Data

图表 3-12 关于下行导频频域密度设计方案[74]

上面图表 3-12给出了各个公司关于下行导频设计方案，其中我们可以看到对于单天线场景下，RS信号在频域的间隔定义为6，同时在该次会议的总结报告[75]中给出了间隔为4和8仍然为待讨论的方案。

我们也主要到了其中Secondary RS(Second reference symbol)与Primary RS(First reference symbol)成staggered状，在一定程度上可以缩短频域RS子载波的间隔。

第 55 页 共 109 页

3.2.4 下行导频序列设计 3.2.4.1 下行导频序列生成

LTE的早期阶段对于下行RS信号一直认为采用一种2-D序列构成，该2-D序列由一个正交序列构成的掩码和一个2-D伪随机序列构成的扰码结合而成[82]。N个小区ID对应X个扰码序列和Y个正交序列构成的N中组合，即N=XY。此时，同一个NodeB的不同小区的RS区分和不同NodeB间不同小区的RS区分是使用不同方式区分的，即正交序列用来区分NodeB内多个小区，而扰码序列用来区分不同NodeB[83]。在参考文献[86]中Ericsson给出了建议

➢ 3-sector cell site:{PRPA,OPA}, {PRPA,OPB}, {PRPA,OPC} seems like a good idea. ➢ Non-synchronized Cells:{PRPA}, {PRPB} would typically be used.

➢ Synchronized Cells: {PRPA,OPA}, {PRPA,OP} can be used, … but {PRPA}, {PRPB}

would also be possible.

Case 2Case 1FrequencySub-frameCase 3Sub-frameTimeReference symbolData symbol#1Phase rotation for each sector(, ) =(0, 0) (for Sector #1)(2/3, 4/3) (for Sector #2)(4/3, 2/3) (for Sector #3)#2#3

图表 3-13 DoCoMo关于下行RS 2-D序列设计[83]

上面图中给出的是DoCoMo关于下行RS参考信号设计方法，其中提出了2-D导频模式，我们可以看到图中一共有3个Cases。

•

Case 1: Despread three contiguous reference signal symbols belonging to the first OFDM symbol position at each sub-frame.

Case 2: Despread three reference symbols with the closest positions, i.e., two contiguous symbols in the first OFDM symbol position and one reference symbol in the fifth OFDM symbol position.

Case 3: Despread three reference symbols with the closest positions, i.e., one reference symbol in the fifth OFDM symbol position and two contiguous reference symbols in the first OFDM symbol position in the next sub-frame.

•

•

其中Case2、3实际上就是所指的2-D参考信号结构，而Case1仍然是1-D参考信号结构。

关于正交序列的一系列问题考虑，我们在下一节中有具体介绍，这里不做过多分析。对于扰码随机序列的设计主要几种在CAZAC与PN序列的选取问题上，而Motorola又提出使

第 56 页 共 109 页

用CAZAC序列中的特例GCL来作为RS的基本随机序列。对于序列具体的考虑主要是集中在E-Mail讨论中，在提案中没有见到过多关于这方面的分析，只在参考文献[84]中我们见到了对这个问题的最后投票，但是主要两种方案，一种是Motorola在参考文献[85]提出的使用M个GCL码的短序列与N个长扰码序列共同产生的170个伪随机序列（M×N=170）；另一种则是直接生成170个二进制PN序列。投票过程可以看到除了Motorola之外，其它参与投票的全部支持使用二进制PN序列的方式。

我们需要继续关注的是对于这几种方式的优缺点和为什么选用PN序列，可能需要进一步查询讨论邮件。

3.2.4.2 小区间下行导频复用方式

小区间的场景主要是指相同的NodeB下，不同的Cell之间。在这种情况下，如何能够有效的将不同Cell之间的下行RS信号进行区分。在LTE关于下行RS讨论过程初期的RAN#43次会议前后有如下的几个方案[71]：

FDM：不同的RS信号将同一时刻在不同的子载波上进行发送； TDM：不同的RS信号将在下行子帧的不同OFDM符号中发送； CDM：不同的RS参考信号序列将通过与各自对应的序列复用，而各自对应序列之间需要保持严格的正交性。

单纯从时频域角度看这个问题，三个方法或多或少可以认为是等效的，但是从信道估计角度而言便有所不同了，在频率选择性较强的信道中CDM的正交性将可能失去，而FDM和TDM仍然可以维持。另一方面CDM的导频密度相比要高，因此会带来更好的频域跟踪性能。而当UE并不是在小区边缘的时候，更高密度的RS信号显然会带来更好的性能，因此Ericsson在文献[71]中建议使用CDM方式。而这种CDM方式可以通过phase-rotating序列得以实现。

DoCoMo同时也认为小区之间的RS复用通过CDM方式是一个不错的选择。在参考文献[76]中有详细描述

Sector/beam #1Stream #1Stream #2000000FDM between streams within the same sector/beamffSector/beam #2Stream #1Stream #202/32/302/302/302/302/30CDM between sectors or beamsff2/32/34/32/34/32/34/32/34/32/3Sector/beam #3Stream #1Stream #24/34/3ff4/34/34/34/34/34/3

第 57 页 共 109 页

FrequencySub-frame: Phase rotation in frequency domain: Phase rotation in time domainPilot symbolOther symbol•Example of (, )#1: (, ) = (0, 0)#2: (, ) = (2/3, 2/3)#3: (, ) = (4/3, 4/3)#4: (, ) = (, 0)#5: (, ) = (5/3, 2/3)#6: (, ) = (1/3, 4/3)Sub-frameSub-frameTime

图表 3-14 DoCoMo关于小区间RS复用设计方案[76]

在上图的第一幅中的Stream主要表示多个天线之间导频的设计，这一部分介绍我们会在后续展开，本章节中主要关注小区之间的RS复用方式，对应图中的Sector/Beam的部分。在文档中给出了一些仿真结果证明采用CDM方式相比FDM方式有更小的NMSE (Normalized Mean-Square Error)，它的原因与上面我们在阐述Ericsson观点时是一样的。

在当时的讨论过程中，绝大多数的公司也都支持这两家公司的意见，在参考文献[77]中我们可以看到除了Samsung一家公司希望采用TDM/FDM的方式以外，其它有19家公司都支持采用CDM的方式，所以在当时的定论就是采用CDM方式实现下行RS的小区间复用。

但是在会议RAN#48前后，有些公司对采用CDM方案提出了一些疑问和其它考虑。Nokia首先提出这种通过phase-rotating方式产生序列对RS信号进行CDM方式会产生一些问题，由于正交码是由正规的相位偏移或者傅里叶变换得到，而在时间域上的表现则是时间延迟信号，这样会导致期待小区中通过RS信号进行同步估计检测的时候会受到邻小区RS信号的影响。举个例子，假设CDM的正交序列生成公式为exp(j2lk/N)，其中l对应原始信号延迟样点数，k为子载波号索引；N为FFT变换长度。如果我们使当前RS信号与前一个RS正交码字的相位偏差为2/3，那么当RS信号子载波间隔为6的时候，则有lNN，对应FFT长度为128的时候，RS信号在时间域的延迟差异则在7个样3k18点左右，那么这将意味着同步估计器(timing estimator)的可操作范围在+/- 3.5 样点[78]。

使Timing Tracking的范围降低。

同时Qualcomm也对这种方案产生很多疑问，在参考文献[80]中有Qualcomm对这个问题的详细分析，如下图所示

第 58 页 共 109 页

Cochannel interferenceNoise22us

图表 3-15 时域信道冲击响应(PN-OS序列)[80]

Interference and Noise22us

图表 3-16 时域信道冲击响应(PN序列)[80]

上面图表 3-15和图表 3-16中很清楚的给出了通过CDM方式对RS信号进行加扰正交化所带来的直接影响，而由于PN-OS序列消除了小区间干扰的产物，会使在同一个PN码序列的通过不同正交序列区分的两个小区间对干扰噪声估计准确度大大降低。同时由于Timing Tracking的范围大大降低，将意味着UE必须增加Tracking的频率从而保证非同步偏移不会超出范围，那么这也将表示UE将会有更多的时间保持Wake up状态，并不利于UE终端的能量节省的期望。

在参考文献[81]中对其各个方面做了简单总结，认为其影响会有如下各个方面：1、使UE端增加额外的能量消耗；2、对于AFC的影响(更精准的Timing)；3、对于邻小区干扰测量；4、小区ID的认证；5、在MBSFN系统中信道估计的性能等等。

第 59 页 共 109 页

图表 3-17 NSN关于下行RS信号正交码字(CDM)性能仿真1[78]

上图表 3-17仿真场景为6-Ray TU信道，速度为3km/h，QPSK编码。从图中很容易看出在没有邻小区干扰的时候有正交码字的性能要好于无正交码字的性能，但是当有临小区干扰的时候，有正交码字的性能会开始恶化。

No power on data carriers of interfering BS, GSM typical urban, 50 km/h, QPSK, R=1/20 10No power on data carriers of interfering BS, GSM typical urban, 50 km/h, 16-QAM, R=2/30 1010-110-1Coded FERCoded FER10-210 -10-3Random pilots, DIR = 0 dBCDM pilots, DIR = 0 dBRandom pilots, DIR = 3 dBCDM pilots, DIR = 3 dBRandom pilots, DIR = 6 dBCDM pilots, DIR = 6 dBRandom pilots, DIR = 9dBCDM pilots, DIR = 9 dB-9-8-7-6-5Pilot SINR-4-3-2-110-2Random pilots, DIR = 0 dBCDM pilots, DIR = 0 dBRandom pilots, DIR = 3 dBCDM pilots, DIR = 3 dBRandom pilots, DIR = 6 dBCDM pilots, DIR = 6 dBRandom pilots, DIR = 9dBCDM pilots, DIR = 9 dB10 -4-3-202Pilot SINR468图表 3-18 NSN关于下行RS信号正交码字(CDM)性能仿真

上面两幅图中主要是针对数据传输过程中没有邻小区干扰，而只有RS信号存在邻小区干扰的时候，采用正交序列与不采用正交序列的性能比较。我们发现在工作点附近，只要DIR不是非常大，两者之间并没有非常的大差异，而对于16QAM而言，从图中看似乎比QPSK的差异还要小，同时Nokia在文献[78]中认为通过RS信号的shifting和Hopping可以更为有效的避免冲突的发生，带来更好的信道估计的性能。

表格 3-5 Nokia关于下行导频正交码字对Timing带来影响分析[79]

Max. paging period Timing estimator range Synchronization signal Relative clock inaccuracy accepted GSM 2.12 sec +/- 5.5 Symbols = +/- 20.3us* Normal Burst Training Sequence 1.5 WCDMA 5.12 sec +/- 128 chips = +/- 33us** CPICH 1 LTE without OS RS 5.12 sec +/- 5.6us*** Unicast RS 0.16 LTE with OS RS 5.12 sec +/- 1.9 us*** Unicast RS 0.057 2[78]

*) GSM: The best case timing range given by the normal burst training sequence is 11 symbols (+/- 5.5

第 60 页 共 109 页

symbols). The Normal Burst Training Sequence has good autocorrelation properties when correlating the middle part (16 symbols) with the full TS (26 symbols) which gives 11 correlation values.

**) WCDMA: The maximum timing estimator range using CPICH is 256 chips, i.e. +/- 128 chips = +/- 33us.

***) EUTRAN: The maximum timing estimator range can be derived from the frequency separation of the RS, i.e. tmax0.5RS.

fRS0.5615kHz5.6us without OS RS and 1/3 of that with OS

分析： 1. 从上面表格中可以看到尽管WCDMA与LTE在最大paging周期中是一样的，但

是使用在timing估计的范围上，LTE仅仅是WCDMA的1/6(即使没有对RS信号使用正交序列)。 2. RS信号的正交序列使用将进一步降低LTE timing估计器的范围，相比WCDMA

只有其1/18。 3. 降低了Timing估计范围将意味着对Sleep clock accuracy要求就更为严格。

通过上面的多方面分析，我们不难看出通过正交序列对RS信号处理实现CDM的方式，带来的结果是弊大于利，因此在RAN#52次会议的时候最终决定将正交序列对RS信号加扰方式去掉，而由原来RS信号通过168个PN和3个正交序列的生成方式改为有504个PN序列直接生成。

3.2.5 下行导频Hopping & shifting设计

这个问题的提出首先是在参考文献[82]中，Ericsson认为

➢ Reference-Symbol position(sub-carrier) within sub-frame #n

 First reference symbols: Sub-carrier x(n) + k*6 (in OFDM symbol #0)  Second reference symbols: x(n) + k*6 + 3 (in OFDM symbol #4 or #5) ➢ Alternatives

1. x(n) constant and cell common  No hopping/shift

2. x(n) constant but cell specific  Cell-specific frequency shift

3. x(n) time varying and cell specific  Cell-specific frequency hopping

并且认为如果选择Alternative2或3，每一个PRS必须对应一个单一的Hop-Sequences，Huawei则认为Alternatives3相比Alternatives2在Cell Search部分是相同方法(当时确定ID Cell检测是通过DL RS完成)，然而从系统级的角度来看它却可以提供额外小区吞吐量。此外，可以在选择Alternative2与Alternative3共同使用[87]。

下面给出了Huawei关于下行RS Hopping/Shifting的性能结果 仿真假设：

表格 3-6 Huawei关于下行RS shifting/hopping性能仿真假设[87]

Parameter description Cellular Layout Inter-site distance Carrier frequency Bandwidth Link mapping / metric Total available power Value Hexagonal grid, 19 sites, 3 sectors per site 500 m 2.0 GHz 10 MHz (50 subbands) Link-level embedded in system simulator 40 W Node 第 61 页 共 109 页

Power assigned to pilot/data Number of TX antennas Antenna gain plus cable loss Antenna pattern Path loss Slow fading Fast fading Penetration loss Thermal noise UE noise figure Antenna pattern Standard deviation Correlation between sites 4 W / 36W 1 14 dBi Propagation 2min12,20 dB ( is angle in degrees) 70128.137.6log10R dB (Ris distance in km) 8 dB 0.5 Typical urban 6-tap model, 3 km/h 20 dB Power density -173.9 dBm/Hz in 10MHz 9 dB 0 dBi 2 (RX diversity) MMSE freq-filter, time-average of 4 pilots in TTI interpolation Chase combining Max-log MAP with up to 8 iterations Full queue 6 3 TTIs (3 ms) 6 TTIs (6 ms) 1 initial transmission + 3 re-transmissions Any MCS with 0.1 < MODrate x CODrate < 4.5 TTI length 1 ms or 14 OFDM symbols localized subbands, 12 subcarriers wide Proportionally Fair in time and frequency UE H-ARQ Scheduler Number of RX-antennas Channel estimation H-ARQ processing Turbo decoder Traffic model Number of processes Delay from CQI-report to 1st transmission Time between retransmissions Maximum number of transmissions Transport formats Traffic multiplexing, time User traffic multiplexing, frequency Scheduler 1. No hopping/shift： 在全部网络过程中都使用相同位置的RS；

2. Cell-specific frequency shift： 通过小区规划，是邻近小区间的RS shift有不同的结果

(不同由于邻近的Shift只可能有5不同位置，因此对于6边型小区，必然会议一个相邻小区是一样的shift模式)。 3. Cell-specific frequency hopping：根据NodeB-specific导频的位置将是不同的，并且网

络中通过pseudo-random的方式产生不同的Hopping序列。

第 62 页 共 109 页

900alternative 3alternative 2alternative 18005%-il CDF user throughput (Kbps)7002 users6005005 users40030010 users200100101112131415161718Cell throughput (Mbps) 图表 3-19 Huawei关于下行RS shifting/hopping性能仿真[87]

在Huawei的仿真结果中，如上图表 3-19所示，我们看到Alternative3比其它两种性能都要好，而且不会受用户数量的影响，而Alternative2在用户数量增加的情况下，性能急剧恶化，文献中认为主要是由于pilot-to-data interference造成的，而对于Alternative1 而言是不存在pilot-to-data interference，而Alternative3通过Hopping使得干扰随机化，而降低了干扰带来的影响。

下面再看看NTT DoCoMo的一些关于下行RS Hopping的方案和建议，它们在提出和上行RS Hopping比较相似的一个方法，就是将Hopping/shifting分成两层处理，因为DoCoMo认为通过小区之间的协调(inter-cell coordination)可以使shifting比Hopping无论是在信道估计还是CQI测量上都能够获得更好的性能，这主要是由于避免了小区间的RS冲突[88]。

Different base frequency hopping sequences([170 / Nshift] hopping patterns)Nshiftshifting patterns(Nshift= 3 or 6)Cell ID group 1, 2, ……, NshiftNshift+1, Nshift+2, …~ [170]

第 63 页 共 109 页

(e.g.) Nshift= 6Cell cluster2Use base hopping sequence 2Shift 1Shift 2Cell cluster1Use base hopping sequence 1Shift 1Shift 2Shift 4Shift 3Shift 5Shift 6Shift 3Shift 6Shift 4Shift 5

图表 3-20 DoCoMo关于下行RS shifting/hopping设计[88]

(e.g.) Nshift= 6Cell cluster2Use base hopping sequence 2Shift 1Shift 2Cell cluster1Use base hopping sequence 1Shift 1Shift 2Shift 4Shift 3Shift 5Shift 6Shift 3Shift 6Shift 4Shift 5从

图表 3-20中可以看到在整个Hopping/Shifting方案中通过基本的频率Hopping序列和频率Shifting因子的共同结合得以实现。从第二幅图中更为明显，在相同的Hopping序列中，通过使用不同的shifting因子，因此在相同的Cell cluster中的cell之间的RS干扰是通过避免RS冲突得以实现最小化的。

在RAN#49bis会议上，有一些公司认为同时使用Hopping和Shifting是否有必要，由于在异步网络系统中，其二者的性能差异不是很大，而考虑到执行2-D信道估计这个因素的时候RS shifting则更为方便有利；对于同步网络系统而言，RS Hopping使2-D信道估计复杂度加大仍然是一个需要考虑的问题，同时由于Power Boosting等因素的存在，使如果小区间RS碰撞几率加大会直接造成测量的不准确性甚至无法正常工作，因此从这个角度出发RS shifting仍然比Hopping更受欢迎，主要是它通过小区间的规划，尽可能避免碰撞发生。在这个问题上都后期只有Huawei自己始终坚持Hopping所带来的性能会比Shifting好(干扰随机化)[]。

由于上述的分歧，使最后只能通过投票决定，在RAN#50次会议中进行投票，

• Frequency Hopping only: Huawei

第 页 共 109 页

• Frequency Shifting only: Samsung, TI, Marvell, Freescale, Nortel, Motorola, Ericsson,

Nokia, NEC, LGE, ZTE, Panasonic, Qualcomm • Both FS + FH: Alcatel-Lucent, Huawei, Nokia, Ericsson, NTT Docomo, LGE 因此，最后毫无疑问的选择了对下行RS只使用Frequency Shifting的方式。

3.2.6 下行导频Power Boosting

在RAN#47会议以前，对于下行RS信号的考虑主要集中在Hopping/Shifting问题讨论上，虽然没有具体确定对于这个技术应当如何使用的最终方案，但是大部分公司已经一致认为至少会使用其中的一种(前一节已经讨论)，而由它所带来的另外一个问题就是Power Boosting，这也是哦我们要在本节中主要讨论的议题。

首先LG在RAN#47会议的文献[90]提出下行RS频率上的Hopping和shifting的特性与Power Boosting的使用是紧密相关的，换句话说也就如果Power Boosting没有使用，实际上Hopping和shifting的意义似乎也就不是非常大了。当下行RS信号的Power等级被提升的时候(相比控制和数据信道)，shifting和Hopping分别可以提高数据解调性能以及干扰随机化的增益。在该文档中给出了一个例子如下

(1) Case 1：下行RS信号不使用Power Boosting；

(2) Case 2：下行RS信号功率有3dB的booting。通过使用shifting方式使RS信号与邻

小区的RS信号错开，同时为了保证OFDM符号总功率的恒定，则相同符号中的信令或者数据的功率就需要降低，当然对于邻小区也是如此，这样就会使本小区Boosting之后的RS信号对邻小区的数据信号有强干扰，反之亦然； (3) Case 3： 下行RS信号功率有3dB的booting。两个相邻小区间的RS信号在Boosting

之后相互重叠(频域上)，也就是说没有使用shifting或者Hopping的方式； (4) Case 4：下行RS信号功率有3dB的booting。RS信号的位置是变化的，致使邻小

区间的RS信号冲突概率大大降低。这个例子体现了Power Boosting与Hopping结合所带来的益处。

PPPFrequencyOther cellD/CD/CD/CFrequency

(a) Case 1

PPPFrequencyOther cellD/CD/CD/CFrequency

(b) Case 2

第 65 页 共 109 页

PPPFrequencyPOther cellPPFrequency

(c) Case 3

PPPFrequencyOther cell (Probability 5/6)D/CD/CD/CFrequencyOther cell (Probability 1/6)PPPFrequency

(d) Case 4

图表 3-21 LG关于下行RS Power Boosting的说明[90]

1.E+00Case 1, IdealCase 1, EstCase 2, IdealCase 2, EstCase 3, IdealCase 3, EstCase 4, IdealCase 4, EstBLER1.E+00Case 1, IdealCase 1, EstCase 2, IdealCase 2, EstCase 3, IdealCase 3, EstCase 4, IdealCase 4, Est1.E-01BLER1.E-011.E-02-4-3-2-10123456Geometry [dB]1.E-022345671011Geometry [dB] 图表 3-22 LG关于下行RS Power Boosting的仿真结果[90] 注：横坐标的Geometry意思是

上面图表 3-22中给出在图表 3-21中4个Cases的仿真结果，仿真假设清参考文献[90]，其中需要注意的就是Case1和Case3的曲线几乎完全重合，因此从图中可能无法正常辨析，这也说明一点如果仅仅通过对RS信号功率增加，而没有实质性改善SINR，不会对系统的性能有任何的改善。而Case4采用了Hopping的方式性能明显改善，与Case2的性能非常接近，这两个Cases的性能差异大约在0.1个dB。根据分析在小区边缘的用户将会受到这个益处更多，而在好的小区间协调的时候，使用shifting会有明显的性能增益，而在没有小区协调的时候，可以通过Hopping的方式获取boosting带来的好处。

在参考文献[91]中DoCoMo也提出了使用对下行RS信号Power Boosting的方法可以提高小区边缘SNR从而提高信道估计的准确度，以至可以提高整个下行系统性能。

第 66 页 共 109 页

5QPSK, R = 1/3fD= 55.5 Hz3530QAM, R = 3/4fD= 55.5 Hz4Throughput (Mbps)3Throughput (Mbps)252015105010Power boosting value of Reference Signal0dB3dB6dB2Power boosting value of Reference Signal10dB3dB6dB0-4-202412141618202224Average received Es/N0per branch (dB)Average received Es/N0per branch (dB)

图表 3-23 NTT DoCoMo关于下行RS Power Boosting的仿真结果[91]

上面图表 3-23中给出的是DoCoMo关于在这方面的系统仿真性能结果，关于仿真条件由于篇幅问题我们这里不再给出详细介绍，有兴趣可以参阅文献[91]。在文献中同时提出使用Power Boosting所需要的一些假设

• Cell-specific (semi-)static power boosting

- •

下行RS信号发送功率基本保持静态，其控制应该为cell-specificmoshi ;

Constant transmission power in the time domain

- -

下行RS信号发射功率每个Slot内和Slot之间应该保持一个常量；

但是，如果在考虑FFR(fractional frequency reuse)的因素时候，RS信号功率可

能会在频域上存在不同(FFS)。

有了上述的这几条假设之后，所需要考虑的就是如何在基于假设基础上实现Power Boosting的操作。DoCoMo在该提案中提出了两种方法[91]

• Issue 1：牺牲同一个OFDM符号中相应数据部分功率，以做到提高RS信号功率的

目的；

•

Issue 2： UE通过没肿方法可以获知Power Boosting的具体数值（RS与数据的差）。

FrequencyPower boosted reference symbolNormal data symbolTimeData symbol with reduced transmission powerPunctured data symbol1 slot (0.5 ms)1 OFDM symbol(a) Method 1: Reduced transmission power of data symbols(b) Method 2: Puncturing data symbol

图表 3-24 NTT DoCoMo关于下行RS Power Boosting实现方案[91]

上面图表 3-24是DoCoMo给出关于下行RS信号实现Power Boosting的方案Issues1的实现方法，方法1建议首先将RS信号按照Power Boosting的要就放置在时频资源中，然后

第 67 页 共 109 页

再将剩余能量平均分配给各个数据资源，因此相比不考虑RS信号的情况下，前者的数据资源所可使用的能量自然会小；另外一种方法则是根据Power Boosting的需求，将一些数据资源直接puncture掉，而这就需要预先定义puncture所需要的数量位置，而UE则能够正确找到这些信息，即使没有通过广播信道通知，仍然可以获取。相比方法2而言，方法1的解调译码性能可能会差一些（DoCoMo的建议）。而方法2最大的问题就是RS信号所占用的第一个Slot是控制信令的区域，而这一段区域是不能够被轻易打掉的，因此Nokia等公司都不建议使用Method2种方法[92]。因此在信令区域是不能通过puncture方式实现的，而对于数据部分被puncture掉数据是要通过额外的信令通知给UE的，因此将会增加额外的信令开销增加复杂度，也会得不偿失的[93]。

在经过长时间讨论之后在Power Boosting的问题上达成了以下几点结论[93][94]1. Power Boosting的使用通过D-BCH通知给UE； 2. 在不同BW系统中，使用一样Power Boosting值；

3. Data/RS功率比例需要下发给UE知道，主要是为了避免QAM调制下性能的恶化； 4. 在多天线模式中，各个天线的Power Boosting应该是一样的； 5. 避免使用puncture方式（不仅仅是PDCCH），而通过降低数据发送功率的方式给以

取代。

6. 天线1会留出天线2的RS位置不用，这样空出的能量可以给天线1的RS进行Power

Boosting使用。 3.3

多天线下行导频的考虑

3.3.1 2天线下行RS设计

在前面章节中对于LTE下行单天线的结构设计做了分析介绍，我们可以在图表 3-12中看到相应设计方案，而对于多天线无论是2天线还是4天线都是基于单天线基础上设计完成的。

多天线的导频复用方式与天线小区间导频复用有着一个相同的问题，就是选择那种复用方式，小区间RS复用当时选择了CDM方式(后期被推翻)，而对于同小区内的多天线RS复用则选用了FDM方式，在这个问题上并没有太多的争执，几乎是100%投票通过率[77]。这个问题主要还是出于性能的考虑，FDM方式则使不同天线之间的RS信号不存在任何干扰，因此会是无论信道估计的精确度还是数据解调的性能都会好于CDM方式，而CDM方式由于正交码字要求的条件相对较为苛刻，在频率选择性较大的信道中很好获得很好的正交性，因此通常CDM方式是有自干扰存在的，当然CDM相比FDM方式有优势的一点就是拥有较小的系统开销。

第 68 页 共 109 页

Frequency domain T1 D D T2 D D T1 D D T2 D D T1 D D T2 D D T1 D D D D D D D D D D D D D D D D D D D 0.5 ms D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D T2 D D T1 D D T2 D D T1 D D T2 D D T1 D D T2 D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D 图表 3-25 NTT DoCoMo关于2天线下行RS上面图中给出了DoCoMo关于2天线下行RS设计方案，在单天线方案确定之后，上图方案很顺利的就为大家所接受，由于这种方案RS的系统开销相对可以接收，同时对单天线的RS结构设计没有任何影响，因此各个公司并没有太大争议。因此在RAN#46bis会议上确定使用上图的结构为最终的下行2天线导频设计方案[96]。3.3.2 4天线下行RS设计

前面我们讨论的单天线和2天线RS设计以及最终的定理，顺利成章我们按照其设计的方法继续发展下去则有如下的设计方案为4天线服务，

Frequency domain D T1 T3 T4 T2 D D T1 T3 T4 T2 D D T1 T3 T4 T2 D D T1 T3 T4 T2 T1 : Pilots for Tx Ant 1 RT2 2 : Pilots for Tx Ant 2 D : Data 设计方案[95]

D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D 0.5 ms 1 ms D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D T4 T2 D D T1 T3 TD D4 T2 D D T1 T3 T4 T2 D D T1 T3 T4 T2 D D T1 D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D T1 T3 T4 T2 D D T1 T3 T4 T2 D D T1 T3 T4 T2 D D T1 T3 T4 T2 D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D T4 T2 D D T1 T3 T4 T2 D D T1 T3 T4 T2 D D T1 T3 T4 T2 D D T1 D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D T1 : Reference symbol of Tx1 T1 : Reference symbo of Tx2 dofdTxTcx1l T3 : Reference symbol of Tx3 D : Data T4 : Reference symbol of Tx4

Option 1

图表 3-26 LTE初期4天线下行RS设计[97]

在单天线设计过程中是考虑频率选择性快衰落和高速Doppler所带来的影响，因此其导频结构是可以支持这些场景的，如果4天线模式继续沿用这种模式设计的虽然也可以支持这些极端特殊场景，但是其所导致的系统开销高达19.5%(单天线为4.8%)，而LTE在研究的开始便已经确定4天线下RS的总开销不能超过15%，因此上述的为4天线导频设计结构是我们所不能够接收的。

第 69 页 共 109 页

首先Nortel在其方案中考虑将原有RS信号的密度降低一半，即对于每一根天线，在一个Slot中只有一个OFDM符号承载RS信号，并提出如下三种备选方案

Frequency domain D TD D TD D T D D TD D T D D T D D T D D Frequency domain D TD D TD D T D D TD D T D D T D D T D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D 0.5 ms D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D TD D TD D TD D TD D TD D TD D TD D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D TD D TD D TD D TD D TD D T D D TD D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D TD D TD D TD D TD D TD D TD TD D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D 0.5 ms D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D TD D TD D TD D TD D TD D TD D TD D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D TD D TD D T 1 ms 1 ms D D TD D T D D T D D TD D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D TD D TD D TD D TD D TD D TD TD D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D T : Reference symbol of Tx1 T : Reference symbol of Tx2 dofdTxTcx1l T : Reference symbol of Tx3 T : Reference symbol of Tx4 D : Data D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D T : Reference symbol of Tx1 T : Reference symbol of Tx2 dofdTxTcx1l T : Reference symbol of Tx3 T : Reference symbol of Tx4 D : Data

Option 2 Option 3

Frequency domain D TD D TD D T D D TD D T D D T D D T D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D 0.5 ms D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D TD D TD D TD D TD D TD D TD D TD D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D TD D TD D T 1 ms D D TD D T D D T D D TD D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D TD D TD D TD D TD D TD D TD TD D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D T : Reference symbol of Tx1 T : Reference symbol of Tx2 dofdTxTcx1l T : Reference symbol of Tx3 T : Reference symbol of Tx4 D : Data

Option 4(Non-Staggered)

图表 3-27 Nortel对4天线下行RS参考设计[97]

在参考文献[97]中有对于这几种设计方案的性能仿真结果，由于这些都不是最终结论我们这里没有粘贴出来，有兴趣的话可以查阅文献。

文中的分析认为Option1有着最好的性能这是不容质疑的，对于低速场景(3km/h)而言，Option2与Option1有着相似的性能，要明显好于其它两种方案。Option3的性能要比其它几种都差主要原因是其频域子载波间隔明显增大，在TU这种多径非常丰富的信道中信道估计的准确度自然会下降。而在高速场景中(120km/h)，Option1相比Option2在QPSK调制模式下能够有0.3dB的优势，在16QAM调制模式下则有1.2dB差异。在超高速场景(350km/h)中，Option2与Option1相比则有约5dB恶化，略微比Option4好一些。

对于上面的各种结构不仅有性能上较大损失，同时使的4天线RS结构与单天线和2天线RS结构发生了不同，因此很多公司提议在尽可能保证在不破坏单天线和2天线结构的基础上设计4天线的RS结构，因此也就有了在参考文献[100]中所给出的结构

第 70 页 共 109 页

Frequency domainDT1T3T4T2DDT1T3T4T2DDT1T3T4T2DDT1T3T4T2DDT1T3T4T2DDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDT2DDT1DDT2DDT1DDT2DDT1DDT2DDT1DDT2DDT1DDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDD1 msT4T1DDT2T3T4T1DDT2T3T4T1DDT2T3T4T1DDT2T3T4T1DDT2DDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDT2DDT1DDT2DDT1DDT2DDT1DDT2DDT1DDT2DDT1DDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDDT1Reference symbol of Tx1T2Reference symbol of Tx2DDataT3Reference symbol of Tx3T4Reference symbol of Tx4

Option 3

图表 3-28 LTE会议中期确定的下行4天线RS设计[100]

Option 2

第 71 页 共 109 页

Option 4

图表 3-29 Work Assumption[101]

注：需要说明的是下面仿真中的Option设置只与图表 3-26、图表 3-28和图表 3-29中的Option相一致，并且Option2与Option3在本文中出现顺序是颠倒的，同时由于Option3的图为copy过来的，存在一些问题，如果不清楚可以查阅相关参考文献[101].

上面图表 3-29为各个公司在提出图表 3-28之后又提出关于4天线RS信号结构设计其它建议，其中Option2的RS开销为14.3%，Option3的RS开销为15.5%，Option4的RS开销为9.5%

1005MHz, Turbo R=1/2, QPSK, GSM TU 3km/h, 4x2 DSTTD, LMMSE 1005MHz, Turbo R=1/2, QPSK, GSM TU 120km/h, 4x2 DSTTD, LMMSE BLER10-1BLERIdeal channelOption 1Option 2Option 3Option 4123456SINR [dB]71010-110 0-210 0-2Ideal channelOption 1Option 2Option 3Option 4123456SINR [dB]710

Figure 1 BLER comparison of RS structures (DSTTD, LMMSE receiver, QPSK, 3 km/h) Figure 2 BLER comparison of RS structures (DSTTD,

LMMSE receiver, QPSK, 120 km/h)

第 72 页 共 109 页

1005MHz, R=1/2, 16QAM, GSM TU 3km/h, 4x2 DSTTD, LMMSE 1005MHz, R=1/2, 16QAM, GSM TU 120km/h, 4x2 DSTTD, LMMSE BLER10-1BLERIdeal channelOption 1Option 2Option 3Option 4671011SINR [dB]1213141510-110 5-210 5-2Ideal channelOption 1Option 2Option 3Option 4671011SINR [dB]12131415

Figure 1 BLER comparison of RS structures (DSTTD, LMMSE receiver, 16-QAM, 3 km/h) Figure 2 BLER comparison of RS structures (DSTTD,

LMMSE receiver, 16-QAM, 120 km/h)

1005MHz, Turbo R=1/2, 16QAM, GSM TU 3km/h, 4x4 SM, QRDM 1005MHz, Turbo R=1/2, 16QAM, GSM TU 120km/h, 4x4 SM, QRDM BLER10-1BLER10-110 10-2Ideal channelOption 1Option 2Option 3Option 410.51111.51212.513SINR [dB]13.51414.51510 10-2Ideal channelOption 1Option 2Option 3Option 410.51111.51212.513SINR [dB]13.51414.515

Figure 3 BLER comparison of RS structures (4x4 spatial multiplexing, QRDM receiver, 16-QAM, 3

km/h) Figure 4 BLER comparison of RS structures (4x4 spatial multiplexing, QRDM receiver, 16-QAM, 120

km/h)

图表 3-30 Nokia关于下行4天线RS结构设计仿真结果[101]

上面的结果是Nokia针对4天线下行RS结构设计的仿真，关于仿真假设由于篇幅问题这里没有给出，可以参看参考文献[101]。从图中很容看出Option1拥有这最好的性能在任何场景中，这也是我们所能够理解的，它使用了更多的导频资源当然消耗了过多的Overhead这也是我们不愿意看到的。我们可以看到Option3在多数场合下都是比较接近Option1的结果的，而Option4通常有着最差的性能这也是RS的数量小于其它Option造成的。因此从上面的结果基本可以确定Option3是我们目前所期待的一种结构设计。

最后各个公司达成共识认为RS结构设计没有必要满足所有场景，尤其对于4天线MIMO情况下，更多应该是针对微小区而设计，而在微小区环境下通常不需要支持非常高速移动的用户。而对于Option4的结构似乎更适合这种微小区环境，这也是大多数厂商所认可的，但是它的代价将是要使用更多的信令作为支持，并且可能给SCH/BCH检测带来更多的麻烦(使用盲检测)。

第 73 页 共 109 页

在RAN#48会议上Nortel对图表 3-28的方案在此提出一些疑问，认为在符号0上4根天线所有的RS信号，造成第一列OFMD符号过于拥挤，无法进行Hopping和shifting的操作，另外大部分RS拥挤在第一个OFDM符号也使RS信号Power Boosting很难实现[102][103]。解决这个问题的办法就是对这个结构再做一次调整，将天线3、4的RS信号从第一个OFDM符号移到第二个OFDM中去，便有了如下图结构

图表 3-31 LTE系统4天线下行RS最终设计[102]

关于这个问题的仿真在参考文献[102][103]中有大量结果和分析，有兴趣可以查阅 3.4

3.5

下行MBMS导频设计 TDD中下行导频的考虑

3.5.1 混合unicast的MBSFN

MBSFN可以分成两部分：专用载波的MBSFN和unicast混合载波的MBSFN，这里主要讨论混合载波的MBSFN RS设计。MBSFN RS设计的特殊要求在于混合系统中的一个无线帧中，通常大部分资源用于单播业务，而只是在个别子帧中使用MBSFN业务，典型场景是在连续单播子帧之内插有一个孤立的MBSFN子帧，这会使接收MBSFN子帧的UE在处理过程中会存在一些难点，我们会在后面讨论这些存在的问题。

通常情况下MBMS需要考虑的因素与常规unicast系统是不太一样的。在SFN信道中，高频率选择性将成为一个主要因素，主要由于SNR的信道模型通常有着很长的冲击响应，因此在导频子载波之间的间隔相比unicast要有更小的间隔。但是在时间域上的间隔则要保持基本不变，而基于350km/h的需求计算最大Doppler偏差为8Hz。那么关于MBMS首要问题便是决定cell-common RS信号在时域和频域上的最优间隔以及导致的系统开销[104]。同时由于SFN网络的特殊性，它可以提供大量的分集效果从而获得更多的分集增益(非常

第 74 页 共 109 页

像CDD的效果)，因此我们认为这已经有了足够的多天线分集增益。

下面图中为Nokia给出的关于MBMS系统中下行RS结构设计

图表 3-32 Nokia关于MBMS系统下行RS

表格 3-7 Nokia关于MBMS RS参考设计的系统开销[104]

Structure Common pilot overhead [%] 1 11,1% 2 8,3% 3 16,7% 4 12,5% 结构参考设计[104]

第 75 页 共 109 页

图表 3-33 Nokia关于MBMS系统RS

上面图表 3-33为图表 3-32中RS结构设计的仿真结果，我们只列出了QPSK1/3-30km/h和16QAM2/3-350km/h对应性能结果，在参考文献[104]有更多的关于QPSK1/3、16QAM1/2、16QAM2/3、30km/h、350km/h所有对应仿真结果(包括仿真假设)。在文献中所有的仿真结果说明Structure2、4相比Structure1、3虽然有一些性能损失，但是从整体上讲影响并不是非常大，而从系统开销的角度来看Structure2、4比Structure1、3要大不少，因此我们可以认为在RS信号在时域的范畴上其间隔在一定范围内的变大并没有太大影响。综合系统开销和链路性能二者考虑，Nokia认为Structure4是一个不错的选择。

在同一次会议上Nortel也提出了自己的设计结构

参考设计仿真结果[104]

图表 3-34 Nortel关于MBMS系统RS参考设计[105]

在上面图中Nortel给出的相应设计为RS在RS承载OFDM符号中的开销密度分别为½、 ¼和1/6。这里的设计和Nokia在时间域的结构上优点差别在于Nortel方案将MBMS的第一个RS放在了第三个OFDM符号中了，这主要考虑每个子帧的前两个OFDM符号会需要unicast传输需要。而且认为如果在一子帧中如果有更多符号需要被unicast使用的话，MBSFN的RS则可能需要继续向右移动。

第 76 页 共 109 页

100GSM TU 30km/h Rate 1Rate 2Rate 4Pattern 1Pattern 2Pattern 3Perfect CSIEstimated CSIGSM TU 30km/h43.532.5Rate 1Rate 2Rate 4Pattern 1Pattern 2Pattern 3 GoodputBLER10-121.5110-20.50 -5 -50510SNR [dB]15200510SNR [dB]GSM TU 350km/h1520

100GSM TU 350km/h 43.532.5Rate 1Rate 2Rate 4Pattern 1Pattern 2Pattern 3GoodputBLER10-110-2Rate 1Rate 2Rate 4Pattern 1Pattern 2Pattern 3Perfect CSIEstimated CSI0510SNR [dB]152021.510.50 -5 -50510SNR [dB]1520图表 3-35 Nortel关于MBMS系统RS

注：图中Rate1、Rate2、Rate4分别对应QPSK1/2、16QAM1/2、QAM2/3；Pattern1、2、3即为图表 3-34中所对应的Structure1、2、3。在参考文献[105]中有大量的仿真结果，我们这里只给出其中一小部分。

从文献中分析认为图中看到明显Pattern1给出了最好的性能，其它两种Pattern在有效工作区域都不同程度的除了错误底板，而Pattern1在350km/h的场景中仍然可以正常工作，因此可以认为其它Pattern的错误底板并不是有时域间隔造成的，图中结构的时域间隔已经足够抗拒350km/h的Doppler影响了。

我们可以看到在RAN#48会议讨论上对于这个议题是相当激烈的，虽然也有公司认为应该把Nortel和Nokia的方案都作为Working Assumption，但是最后仍然还是只将Nortel(图表 3-34的Structure1)作为了Working Assumption。而实际上很多公司认为从导频密度、频域结构来看其二者是一致的，只是在时域间隔上有了一个小小的shifting。

在确定了MBSFN帧结构的Working Assumption之后的问题将是在MBMS子帧中unicast传输所带来的问题应当如何处理。

对测量以及SCH、BCH的影响：

NEC在参考文献[106]中提出了MBMS子帧的存在可能会是无法正常的发送SCH和BCH信息同时也会影响UE端的测量上报操作，因此会议决定MBSFN是绝对不会在子帧0和子帧5中发送，以确保UE能够至少在这两个子帧中有效的完成测量的工作。

对unicast信道估计解调的影响：

再一个问题就是对于解调unicast的PDCCH仅仅通过一个OFDM中RS信号是否足够。

第 77 页 共 109 页

参考设计仿真结果[105]

Qualcomm在参考文献[107]中给出了一种方案，是通过在第四个OFDM符号中staggered的加入unicast RS信号，并给出了相应的仿真结果。但是Ericsson、NEC、Nortel等其它所有的公司都一致认为不需要为此额外增加新的unicast RS为PDCCH专门解调使用[92]。

OS信号的取舍：

会议讨论中期也同样对在MBSFN子帧内部unicast RS信号是否需要增加OS进行了讨论，在前面我们已经知道在最后定稿中是所有的unicast RS信号都不需要进行加OS序列了，但是讨论过程中是先对长CP结构去掉了OS序列，然后再对MBSFN子帧中的unicast RS信号去掉了OS序列，最后才完全去掉了OS序列的考虑。MBSFN子帧中的unicast RS去掉OS序列的原因不仅包含了所有unicast信号去掉OS序列的原因，还考虑到其子帧RS信号只在一个OFDM符号中承载，信道估计只能进行1-D(频域)插值，而time Tracking的跟踪范围也需要增大，而使用OS序列后恰恰遏制了这些方面，因此便去掉了OS。

Power Boosting和Frequency Shifting：

Motorola认为序列增肌Frequency Shifting；Ericsson则相信可以有所简化，因为并不十分确定它们十分能够带来好处或者多大的好处；而Nokia&NSN则认为这两个技术没有必要在MBSFN RS中出现，因为即使有好处，这种好处也只是在有限的场景中才能够得到。

3.5.2 专用MBSFN

LTE中专用MBSFN的确定采用的是7.5kHz子载波间隔，所以其符号长度是15kHz子载波间隔系统的两倍，因此这种配置的MBSFN系统的RS需要设计。Nokia和Nortel在参考文献[108]和[109]中给出了各自的设计，我们会发现其二者有很多的相似之处，因此我们这里把它们一起进行介绍和分析。

图表 3-36 Nokia关于专用MBMS RS参考设计[108]

下面为相应的仿真结果

第 78 页 共 109 页

图表 3-37 Nokia关于专用MBMS RS设计仿真结果[108]

上述的仿真结果摘自参考文献[108]，在其中还有大量的其它仿真结果，我们这里不再一一列举，有兴趣可以查阅。下面为Nortel的设计和仿真结果

图表 3-38 Nortel关于专用MBMS RS参考设计[109]

GSM TU 30km/h43.532.5Rate 1Rate 2Rate 4Pattern 1Pattern 2 43.532.5GoodputGSM TU 350km/h Rate 1Rate 2Rate 4Pattern 1Pattern 2Goodput21.510.50 -521.510.50 -50510SNR [dB]15200510SNR [dB]1520

图表 3-39 Nortel关于专用MBMS RS设计仿真结果[109]

同样在参考文献[109]有更多Nortel给出的相关仿真结果。

Nokia在它们的分析中认为Structure1和2基本上有相同的性能，而Structure3则由于使用了更低开销方式在低速下还可以正常工作，但是在高速和高编码方式场景下性能恶化就十分明显了。而相比15kHz系统其也有一些性能损失，这种损失主要由于子载波间隔变小了，而并非是信道估计的原因。Nortel在它们的分析中则认为Pattern2仅仅在低于120km/h的时候才会有优于Pattern1的性能(非常有限)，而且这种好的性能还与编码等因素相关。这两家公司最后的结论都是支持自己的第一种方式，而且它们方式是一致的，在讨论过程中其它各个公司也没有给出太多的反对，因此最后通过以这种方式为专用MBSFN RS的最终结构。

第 79 页 共 109 页

3.6 下行UE-Specific导频设计

3.6.1 专用RS信号的支持

以上介绍的下行RS信号都是关于公共RS(Common RS)。在LTE标准化过程中，对于专用RS(Dedicated RS)信号也就是UE-Specific RS的设计也进行了分析和讨论，我们在本章节中将就这个问题进行一些介绍。对于Dedicated RS所需要的一项技术就是多天线中的Beamforming，当LTE标准制定讨论过程中对Beamforming确认使用之后，Dedicated RS的设计就成为了一个需要讨论的议题。

Dedicated RS的优势[110]：

1. 在上行反馈中，产生错误更小，更为健壮；

2. 不像公共导频，Dedicated RS不需要NodeB将码本矩阵或者向量信息通知给UE； 3. 而通过Weights估计可以补偿Common RS不能实现这一特点，Common RS对

Control信道解调是有用的，因此不能够被加Weight；

4. Dedicated RS可以被使用在single-stream closed-loop传输中，同时也能在SU-MIMO

和MU-MIMO中使用；

5. Dedicated RS的系统开销要小于Common RS(每个流上只有2.38%)；

6. Dedicated RS尤其适用于TDD模式，不需要码本反馈。在这种模式下UE估计被

Beamforming的信道，只需要直接通过Dedicated RS即可直接获得，而不再需要考虑Common RS；

7. Dedicated RS对NodeB侧天线阵列的配置适应度是非常灵活的，UE则不需要获知

其天线的阵列模式。

在参考文献[111]中DoCoMo认为大部分的运营商都希望能够提高在小区边缘的吞吐量，这是对E-UTRA非常重要的一点。而基站侧通过的Beamforming就是一个非常不错的选择。

Transmit antenna(narrow antenna separation)TransmitteddataPacket framegenerationRB#NRBRB#1Antenna weightRF circuitrycalibrationAntenna weightcontrollerTransmitterbeam-formingDOAestimationUE

图表 3-40 DoCoMo对于Beamforming简单介绍[111]

上面图中为Beamforming的一个典型单Stream的结构，这个技术在TDD模式下的TD-SCDMA系统中广泛使用了。而对于Beamforming是需要专用RS信号的，它与使用Common RS的Precoding在技术上的区别在下面表格中有些介绍

表格 3-8 DoCoMo对于Precoding与Beamforming技术的比较[111]

第 80 页 共 109 页

Item Antenna separation Precoding Wide is desirable Beam-forming Typically narrow (e.g. half of the wavelength) Not required Good since the generated antenna weight is needed to track only the DoA and average path loss Not required. One sector-beamed reference signal is sufficient Required Required Feedback of antenna weight Required. Number of bits is basically information from UE proportional to the number of antennas Tracking ability to fast fading Orthogonal “common” reference signal for each antenna Dedicated reference signal RF circuitry calibration Not good due to feedback delay Required. The overhead of the orthogonal reference signal increases according to the increase in number of transmitter antennas Not needed Not necessarily required 从上面的表格中很清晰可以看到Precoding和Beamforming两种技术并不好直接做相互比较，在一定程度上是一种相互的补充，Precoding更适合相对比较小的小区中，且拥有2~4根天线可以有效的提高提速用户的吞吐量。而Beamforming技术则更适合较大的小区，而且天线数量也比较多可以增加小区边缘用户的吞吐量和控制信道的覆盖率。因此DoCoMo认为Precoding和Beamforming两个技术在LTE标准中应该都被使用。需要指出的便是由于Beamforming技术需要RF电路的calibration，因此通常标准中被没有要求使用这个技术。

在RAN#50会议上讨论，Ericsson、Qualcom、DoCoMo等公司都是支持使用Dedicated RS来实现Beamforming技术[114][115]，而只有Nokia反对使用Dedicated RS[113]，它们认为对于小区边缘Beamforming所带来的好处不是非常明显，而额外的复杂度势必是要大大增加的。

1.25% CDF user throughput (Mbps)0.75% CDF user throughput (Mbps)ISD = 1000 m24 UEs/ cell-site1.00.80.60.40.20.00.60.50.40.30.20.10.0ISD = 2800 m24 UEs/ cell-site1-antenna4-antenna4-antenna8-antenna(3 sectors)(6 sectors)(3 sectors)1-antenna4-antenna4-antenna8-antenna(3 sectors)(6 sectors)(3 sectors)

(a) ISD = 1000 m (b) ISD = 2800 m

图表 3-41 DoCoMo对于Beamforming系统性能仿真[114]

从上面图中很容看出8-antenna(3sectors)是比6-antenna(6sectors)有更高的吞吐量，这种增益主要来自于SINR的提升，而随着ISD的增加，吞吐量的相对差异将还会加大，这主要是由于小区半径是发射功率受限造成的。

在参考文献[115]中有Ericsson对于Beamforming支持的仿真结果以及仿真条件，可以查阅。

第 81 页 共 109 页

3.6.2 专用RS信号结构设计

Normal CP：

首先Ericssion在参考文献[116]中给出了Dedicated RS导频密度与性能的一个理论推导。

ˆhe，其中eh为零均值方差σ2/d。发射信号估计可以其中信道估计的结果可以为hh有如下

ˆh1hyeehseeh1eˆ(hse)2(hse)hss2,2ˆhhhhhhhh

其中近似为一阶的Taylor展开。当我们假设h=1(由于SNR计算可以考虑归一化处理) ，

则噪声方差估计可以有下面计算

E(eehseeh)(eehseeh)E(eehseeh*2222212)1dd,

2d为平均化后的有效Dedicated RS所占去的数量，所有的交叉产物的数学期望都是0，

这是因为信道估计中它们是来自不同的符号。在对E|s|2 做归一化，则信道估计影响被考虑进去的effective SNR为

SNRchestSNR111ddSNR,

并且根据Shannon定理有

BTBWlog21SNR.

LTE设计过程中资源块大小定义为12×14=168，假设前两个符号用来传送信令，而且还有12个资源被Common RS占用，则被Dedicated RS相关的资源应该是M=132，则effective信道容量为Beff(Md)log21SNR.，其中M-d为没有村务传输的bit数量。由于在理想状态下M个数据需要的信道容量应该为BidealMlog21SNR.，我们对其进行处理，建立一个等效模型则有

Mlog21SNReq(Md)log21SNRchest.

由上式可以推导出损失的SNR值为

MdMSNRlossSNR1SNReq11/d1/(dSNR)SNRSNR1.

根据该公式可以得到如下图的结果

第 82 页 共 109 页

图表 3-42 Ericsson关于专用RS密度分析结果[116]

上面图表 3-42中左图为根据前面分析的理论计算值，右图则为实际仿真得到的结果(关于仿真的结果请参考文献[116])。根据这些分析和结果，Ericsson认为8或12 Dedicated RS是一个在高SNR与低SNR的一个平衡点，最终Ericsson建议取12。

Motorola在参考文献[117]也有类似Ericsson的理论计算过程，并给出了参考设计结构图

6 Symbols 8 Symbols

6 Symbols 8 Symbols

图表 3-43 Motorola关于专用RS结构参考设计[117]

第 83 页 共 109 页

100TU, 3 km/h 100QAM, TU, 3 km/h 6Sym8Sym12Sym16Sym10-1QPSK16QAM10-1BLERBLER6Sym8Sym12Sym16Sym10-210-210-310-310 -4-4-2024Es/N0 (dB)68101210 16-4171819Es/N0 (dB)202122 TU03

100TU, 60 km/h 100QAM,TU, 60 km/h 6Sym8Sym12Sym16Sym10-1QPSK10-116QAMBLERBLER6Sym8Sym12Sym16Sym10-210-210-310-310 -4-4-2024Es/N0 (dB)68101210 16-4171819Es/N0 (dB)202122 TU60

100TU, 250 km/h 100QAM, TU, 250 km/h 6Sym8Sym12Sym16Sym10-1QPSK16QAM-11010-2BLER8Sym10-312Sym16SymBLER10-26Sym10-410 -4-5-2024Es/N0 (dB)68101210 16-3171819Es/N0 (dB)202122 TU250

图表 3-44 Motorola关于专用RS结构参考设计仿真结果[117]

上面是Motorola关于它们提出的专用RS结构参考设计的性能仿真结果，而Nortel、CATT、Qualcomm等也都有相应的设计和仿真结果[118][119][120]。在RAN#52会议上，各个公司就具体结构进行讨论，由于各个公司提出的结构很大程度上非常相似，因此便以上面我们看到的Motorola的设计为Working Assumption，其中CATT、Nortel、Nokia&NSN支

第 84 页 共 109 页

持Pattern8-c，而Motorola、NTT DoCoMo支持Pattern12-c、Qualcomm提出了一种不同的设计[122]。各公司达成共识认为，在选取Dedicated RS结构的时候需要考虑的因素应该如下：

1. 对Common RS信号的影响；

2. Dedicated RS的性能和系统开销； 3. 小区边缘用户的性能；

4. Distributed Channel传输的影响。 12 RS per RB pair RS Port 0 RS Port 1 DRS 图表 3-45 LTE专用RS

最后确认采用图表 3-45中结构作为LTE专用RS信号设计(与Motorola的结构设计中有所调整)，主要因为通过各个公司给出的仿真结果，认为它是其中最好的。同时认为这种结构有效的避开了Common RS，从而做到对Common RS最小影响；与Common RS有相似结构，一定程度上可以共用一些CHE函数；整体性能上由于或近似于其它Pattern；中密度Dedicated RS信号可以是性能与开销达到平衡；在每个Slot中相对比较平衡，有利于Distributed传输[121]。

Extended CP：

在确定了Normal CP模式的Dedicated RS信号结构设计之后，就是针对Extended CP模式中Dedicated RS信号结构的设计。

Nortel在参考文献[123]给出了两种参考设计，在设计RS信号的时候，希望能够Dedicated RS信号的密度仍然是每个子帧中有12个RS，这样和Normal CP可以达成一致，并且也希望能够与Normal CP有相同的性能。

Pattern 1 Pattern 2

图表 3-46 Nortel关于专用RS信号参考设计(Extended CP)[123]

以上两种Pattern各自的优缺点[123]：

1. Pattern1在时间域扩展的相对比较宽，因此它们能够支持更高速的场景；

第 85 页 共 109 页

Freq Time 信号结构设计(Normal CP)[121]

2. Pattern2与Pattern1正好相对，他在频域中有更高的密度，因此可以在时延扩展丰

富的信道中获取较好性能，而这一点正式Extended CP所需要的场景。但是也有一点就是BF的存在使相比没有BF时可能会没有更丰富的多径，因此频域中更高密度的Dedicated RS可能不是非常有意义；

3. Pattern1有Dedicated RS在第三个OFDM符号中，如果控制信令也使用该OFDM符

号时，Dedicated RS可能会被Puncture，这将导致性能的恶化；

4. Pattern2相比较Pattern1在RS分布上不是非常的平衡，它在第一个Slot中有一个

RS 符号，而在第二个Slot中有两个RS符号。

同次会议中CATT、ZTE、Nokia等公司也都有各自的提案[124][125][126]，它们的提案中有很多的共同之处，因此在此次会议上，各个公司最后确定了制定Extended CP的Dedicated RS的要求，如下：

 相比较Normal CP的Dedicated RS，整体改动不应太大；  RS的开销应该在可接受范围内；

 在高SNR和低SNR场景中应该都有较理想的性能；  不能占用PDCCH资源；

 不能与Common RS信号发生冲突。

最后经过讨论一致认为选择图表 3-46中Pattern2作为Extended CP的Dedicated RS的最终设计方案。

对P/S-SCH和PBCH的影响：

Nokia在参考文献[128]中提到了Dedicated RS信号在发射过程中可能会造成和SCH信道以及BCH信道的冲突，而这种冲突对TDD和FDD两种模式都有可能发生，因此LTE标准化过程中认为最终在有SCH和PBCH存在的子帧中，不允许使用Dedicated RS信号，所有了如下两个建议[131]

• UE可以假设在天线5端口对于FDD或者TDD是不会在子帧#0和子帧#5的中间6(7)个

RB中使用的；

• RAN4的性能要求中天线5端口对于FDD或者TDD在子帧#0和子帧#5的中间6(7)个

RB不做定义。 对Common RS密度降低的问题：

这个问题实际上在讨论Dedicated RS信号结构的一开始就已经有公司提出了，当时曾经认为有几种待选方案，不是用Dedicated RS信号；保持原有Common RS密度，再构造Dedicated RS信号；降低Common RS密度，构造Dedicated RS信号。我们前面主要讨论是的前两者，而第三者则是CATT主要推动的，可以在参考文献[130]中找到。

Nortel在参考文献[129]中对这个问题做了分析，认为

✓ PDCCH的性能将会恶化大约有1dB，这将会降低控制信道的小区覆盖率，值得注

意的是这种恶化是不能够通过BF不能通过BF改善，也就是说对于BF或者non-BF用户都会受影响；

✓ CQI的估计和噪声等级的估计对于BF或者non-BF用户都会恶化； ✓ PBCH性能将会受到影响。

因此，大会认为关于降低Common RS信号开销的问题，需要具体评估其对信道估计，尤其是信令部分信道估计的影响程度，UE的测量，当BF与non-BF用户复用时，non-BF用户信道估计影响。而实际上RAN1会议后期再没有具体讨论此问题，也就没有考虑降低Common RS密度。

第 86 页 共 109 页

4 36.211中的Finalization

4.1

LTE系统中上行导频方案

4.1.1 参考信号序列的生成

)参考信号序列ru(,v(n)定了为基序列ru,v(n)的一种循环移位得到，有如下公式

)jnRS 4-1 ru(,ru,v(n),0nMscv(n)eRSRBmax,UL其中，MscmNsc是参考信号序列长度，并且1mNRB。多个参考序列可以

通过一个基序列使用不同的循环移位值定义多个参考信号序列。

基序列ru,v(n)被分为多个组，其中u0,1,...,29是组的序号，v是组内的基序列序号，

RSRB使得每个在1m5情况下包含一个基序列(v0)，长度为MscmNsc；在RSRBmax,UL6mNRB情况下包含两个基序列(v0,1)，每个长度为MscmNsc。序列组序号

u和组内序号v随着时间变化(序列组跳转以及序列跳转)。

4.1.1.1 长度为3Nsc或者更长的基序列

RSRBRS如果Msc3Nsc，基序列ru,v(0),...,ru,v(Msc1)由下面式子产生，即：

RBRSRS 4-2 ru,v(n)xq(nmodNZC),0nMsc其中第q个Zadoff-Chu序列定义为

xqmejqm(m1)RSNZCRS,0mNZC1 4-3

其中q由下面式子给出，即：

qq12v(1)2qqNRSZC(u1)31 4-4

RSRSRSZadoff-Chu序列的长度NZC取值为满足NZCMsc的最大素数。

4.1.1.2 长度为小于3Nsc的基序列

RSRBRSRBNsc2Nsc当Msc或者Msc的时候，基序列由下面式子给出，即

RBRSru,v(n)ej(n)4,0nMsc1 4-5

RSRBRSRB其中对于MscNsc和Msc2Nsc时候，(n)的取值对应下列表格

第 87 页 共 109 页

RSRB表格 4-1 (n)的定义(MscNsc)

u 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29

-1 1 1 -1 -1 1 -1 -3 1 1 -1 3 1 3 -3 3 1 -3 -3 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 -3 -1 3 1 1 1 1 3 -3 3 -1 -3 -3 3 1 -3 3 1 -1 3 1 3 3 -3 3 1 1 1 -3 3 -1 3 -3 3 3 -3 1 1 3 -3 -1 3 -1 -1 -1 1 -3 -1 1 1 1 1 1 1 -1 -3 -1 3 3 -3 -3 -3 -3 -3 3 -3 1 -1 -1 -3 -1 1 3 1 -1 1 3 -3 -3 -1 3 1 3 1 1 -3 -3 1 3 -3 -1 3 -1 (0),...,(11) 3 3 -3 1 1 -1 -3 1 -1 3 1 3 -3 -3 -1 -1 1 -3 -3 1 1 -3 -3 -1 3 1 3 -3 -1 -1 3 -1 -1 -1 -1 1 3 -3 -1 -1 -3 3 1 1 3 -1 3 3 1 -1 1 -3 -3 -3 3 3 -3 3 3 -3 1 1 -3 -3 -3 1 1 3 -1 -3 -3 -3 1 1 1 1 3 -3 -3 -1 3 -3 -1 1 -1 3 1 1 3 -1 1 -3 -3 -3 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 3 3 1 3 -3 -3 3 1 -3 3 -1 1 1 -1 -1 -3 3 3 -3 1 1 1 -1 3 1 1 1 -3 3 -3 -1 3 3 -1 3 -1 -3 -1 -3 -3 1 -1 -3 -1 1 3 -3 1 1 -3 -3 -1 3 3 -3 3 1 -3 1 -3 -3 3 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 3 -3 -1 3 3 3 3 -3 -3 1 3 1 -3 -3 3 -1 1 3 3 -3 3 -1 -1 3 3 1 -3 -3 -1 -3 -1 -3 -1 -1 -3 -1 1 3 3 -1 -1 3 1 1 1 1 1 -1 3 1 3 1 -3 -1 -1 -3 -1 -1 -3 3 1 1 3 -3 -3 -1 -1 RSRB表格 4-2 (n)的定义(Msc2Nsc)

u 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 -1 -3 3 -1 -1 -3 1 -3 -3 1 -1 1 1 3 -3 -1 3 3 -1 -3 -1 1 1 3 1 1 1 3 3 -1 -3 -1 1 -3 3 1 -1 1 -1 3 3 -3 -3 3 3 -1 3 1 -3 -3 3 1 -3 3 -1 -1 -3 3 -3 -3 1 -1 1 -3 3 -3 1 3 -3 -1 3 -1 1 3 3 -3 1 -1 3 1 -1 1 1 -3 -1 1 -3 -3 -1 -1 -1 1 1 -3 1 3 1 -3 -3 1 1 3 -3 -1 -3 -3 3 3 -1 -1 -3 -3 3 -3 3 1 1 1 3 3 3 -1 -1 1 -1 3 3 1 -3 3 3 -3 3 -3 -3 1 -3 3 -1 -1 1 3 1 -1 3 -1 3 -1 3 1 1 3 3 -3 -3 -3 -3 1 3 -3 (0),...,(23) 1 1 3 -1 -1 -3 -1 1 -1 3 -3 -3 3 -1 1 -1 3 1 1 1 3 1 -1 3 -1 3 -3 -3 -1 1 1 3 -3 1 -1 3 -1 1 1 1 -1 3 -1 3 1 3 3 1 3 3 3 1 1 -1 -1 1 -1 -1 -3 3 1 3 3 3 1 1 -1 3 -1 -1 1 -1 1 1 -3 -3 -3 3 -1 1 1 -1 1 1 -3 3 1 3 -3 1 1 3 3 -1 -1 -1 -1 3 1 -1 1 -1 -1 1 -3 -3 -1 3 3 1 -3 -3 1 -3 -1 3 -1 -3 -3 -1 -3 1 1 -1 -1 1 1 -3 3 -3 -3 1 -3 3 -1 1 1 -1 3 -3 -3 -3 -3 -1 -3 1 -1 1 -3 -3 1 3 -3 1 3 3 3 1 -1 -1 3 3 -1 -3 1 -3 -1 -3 -3 1 -1 -1 -3 3 3 -3 -3 1 1 -1 -3 -3 3 -1 -3 -3 1 1 -1 -1 1 -3 -1 1 3 -3 -1 1 -1 -1 1 1 -1 -3 -3 -3 1 -3 -3 -3 3 -1 -1 1 -3 1 -3 1 3 1 -1 3 3 -1 第 88 页 共 109 页

16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 -1 1 1 1 -1 -3 -3 -1 1 1 -3 -1 -1 1 -3 3 1 3 -3 -3 -1 -1 -1 -1 -1 -3 -3 1 3 -1 1 3 3 1 -3 -1 3 1 1 3 -1 -1 -1 3 1 1 -3 1 3 -1 3 -1 3 3 -1 -1 -1 3 1 -1 -3 -1 1 3 -1 3 1 1 1 -3 -1 -1 -1 -3 -3 1 -1 3 -3 -1 1 1 -3 -1 -1 -3 3 3 -1 -1 -3 3 3 3 -3 3 -1 3 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -3 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -3 3 -3 -1 -3 3 -1 1 -1 -3 1 3 -3 -3 1 3 -1 3 -3 3 -1 -1 -3 -1 -1 -1 3 3 1 3 -3 1 3 -3 3 -1 3 -1 -3 1 1 3 3 -3 3 -3 -3 1 -1 -3 -3 -1 1 3 3 3 -3 1 1 -1 3 3 3 1 3 3 1 1 3 -1 1 -1 3 1 -3 -1 -1 1 1 1 -3 -1 1 1 -3 1 -3 -1 -1 3 -1 -3 -3 -3 1 3 -1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 3 -3 -3 1 1 3 1 -3 3 -1 3 3 1 3 -3 -1 -3 3 -3 -1 1 -1 -1 -1 1 3 1 -3 1 3 3 -3 1 -3 -3 1 1 3 -3 -3 1 1 -1 -3 1 -3 -3 -1 -3 3 -1 3 1 3 -1 1 1 -1 1 1 1 3 3 -1 3 -3 3 1 -1 -3 -3 -3 -1 -1 1 -1 1 3 -3 -1 3 -1 -3 -3 1 -1 3 -1 -3 -1 1 -3 1 1 -1 3 -1 -1 1 -3 -1 1 -1 -1 -3 -3 -1 -3 -3 3 3 -1 1 -1 -1 3

4.1.1.3 序列组跳转(Group Hopping)

在时隙ns中的序列组序列号u由序列组跳转样式fgh(ns)以及序列移位样式fss按照下面式子进行定义，即

ufgh(ns)fssmod30 4-6

存在17种不同的组跳转样式，以及30个不同的序列移位样式。序列组跳转的功能可以通过高层信令开启或者关闭。PUCCH和PUSCH使用相同的序列组跳转样式，但是可能使用不同的序列移位样式。

组序列跳转样式fgh(ns)定义如下

0fgh(ns)if group hopping is disabled7mod30i0c(8nsi)2iif group hopping is enabled 4-7

其中伪随机序列c(i)的产生请参看参考文献[133]中7.2章节。伪随机序列生成器的初始化将是cinitcellNID，在每一个无线帧的开始。

30对于PUCCH和PUSCH，序列移位样式会有所不同。

对于PUCCH而言，fss序列移位样式由物理层小区ID获得，fss对于

PUSCH

而言，

PUCCHcellNIDmod30。

fss序列移位样式由下面式子给出

PUSCHPUCCHfssfssssmod30，其中ss0,1,...,29由上层配置获得。

4.1.1.4 序列跳转(Sequence Hopping)

RSRB序列跳转仅仅应用于参考信号长度Msc6Nsc时。

RSRB对于参考信号长度Msc6Nsc时，基序列为基序列组中的第一个序列，即v0。 RSRB对于参考信号长度Msc6Nsc时，基序列序号为

第 页 共 109 页

hopping is enabledc(n)if group hopping is disabled and sequence 4-8 vsotherwise0其中伪随机序列c(i)的产生请参看参考文献[133]中7.2章节。参数“Sequence-hopping-enabled”将由上层给以配置，来决定是否需要序列跳转。而伪随机序列生成器将被初始化为cinit4.1.2 解调参考信号 4.1.2.1 PUSCH解调参考信号 4.1.2.1.1 参考信号序列

PUSCH使用的解调参考信号序列rPUSCH定义为：

RS)rPUSCHmMscnru(,vn 4-9

cellNID5PUSCH，在每一个无线帧的开始。 2fss30其中

m0,1RSn0,...,Msc1 4-10

并且

RSPUSCHMscMsc 4-11

)()RS序列ru(,v(0),...,ru,v(Msc1)的定义在章节4.1.1中。在一个Slot中循环移位定义为 =

2ncs/12，有

(1)(2)ncsnDMRSnDMRSnPRSmod12 4-12

其中

(1)nDMRS(2)(2)nnDMRSDMRS是通过广播获得的值，是通过上行调度方式得到的，其中的值

在表格 4-3中，而nPRS则按照下面式子给出

nPRS7i0c(i)2i 4-13

其中伪随机序列c(i)请参阅参考文献[133]中附录7.2。c(i)的应用为小区专用。伪随机序列生成器将被在每个无线帧开始截断初始化为错误！不能通过编辑域代码创建对

象。。

表格 4-3 DCI模式0循环移位对应nDMRS的映射

Cyclic Shift Field in n(2)DMRS DCI format 0 [3] 000 0 001 2 第 90 页 共 109 页

(2)010 011 100 101 110 111 4.1.2.1.2 物理资源上的映射

3 4 6 8 9 10 序列rPUSCH将被乘以一个幅度放缩因子PUSCH，然而从rPUSCH(0)开始映射到用于对应的PUSCH传输的相同的资源块集合中。向一个子帧中的资源块(k,l)的映射，按照每个维度增序进行，优先考虑维度k，然后是时隙，其中常规CP场景时l3，扩展CP场景时l2。 4.1.2.2 PUCCH解调参考信号 4.1.2.2.1 参考信号序列

PUCCH使用的解调参考信号序列rPUCCH定义为

PUCCHRSRS)rPUCCHm'NRSMscmMscnw(m)z(m)ru(,vn 4-14

其中

PUCCHm0,...,NRS1RSn0,...,Msc1 4-15

m'0,1对于PUCCH格式2a和2b，单m=1时，z(m)等于d(10)，否则z(m)1.。

)RS12的序列ru(,长度为Mscv(n)的循环移位值取决与不同的PUCCH格式。

对于PUCCH格式1，1a和1b，(ns,l)为

n(n)PUCCHNsshiftnoc(ns)2n(ns)PUCCHNshiftfor normal cyclic prefixfor extended cyclic prefixRB(ns)2ncs(ns)Nsc

ncell(n,l)n(n)PUCCHPUCCHn(n)modPUCCHmodNmodNRBcsssshiftoffsetocsshiftscncs(ns)cellPUCCHRBncs(ns,l)n(ns)PUCCHoffsetnoc(ns)modNmodNscshiftfor normal cyclic prefixfor extended cyclic prefix 4-16

PUCCHcell(ns,l)的定义需要参看PUCCH设计的参考文其中n(ns)，N，PUCCH，offset和ncsshiftPUCCH档中。每个时隙中的参考符号个数NRS以及序列w(n)分别由表格 4-4和表格 4-5给出。

对于PUCCH格式2，2a和2b，(ns,l)的定义参见PUCCH设计的参考文献中，每个时

第 91 页 共 109 页

PUCCH隙中的参考符号个数NRS和序列w(n)分别由表格 4-4和表格 4-6给出。

PUCCH

表格 4-4 每个时隙PUCCH调制参考符号个数NRSPUCCH format Normal cyclic prefix Extended cyclic prefix 1, 1a, 1b 3 2 2 2 1 2a, 2b 2 N/A PUCCH表格 4-5 PUCCH格式1、1a和1b正交序列w(0)w(NRS1)

Sequence index noc(ns) Normal cyclic prefix Extended cyclic prefix 0 111 11 11 1 1ej23ej43 2 N/A 1ej43ej23 PUCCH表格 4-6 PUCCH格式2、2a和2b正交序列w(0)w(NRS1)

Normal cyclic prefix Extended cyclic prefix 114.1.2.2.2 物理资源上的映射

1 序列rPUCCH将被乘以一个幅度缩放因子PUCCH，然后从rPUCCH(0)开始映射到资源块(k,l)上。映射按照每个维度的增序进行，优先考虑维度k，然而是l，最后是时隙。其中k

的取值使用对应的PUCCH传输相同的集合。一个时隙中符号序号的取值由表格 4-7给出。

表格 4-7 不同PUCCH格式中解调参考信号位置

Set of values for l PUCCH format Normal cyclic prefix Extended cyclic prefix 1, 1a, 1b 2, 3, 4 2, 3 2 1, 5 3 2a, 2b 1, 5 N/A 4.1.3 Sounding参考信号

Sounding参考信号不能和PUCCH格式1同时传输。如果两个同时配置，则PUCCH格

式1具有优先权。 4.1.3.1 序列产生

)Sounding参考信号序列rSRSnru(,vn的定义可以在章节4.1.1中找到。序列序号

有PUCCH基序列号获得。循环移位SRS的值可以有下式得到

2nSRS 4-17 8其中nSRS的通过高层配置给每一个终端，并且nSRS0,1,2,3,4,5,6,7。 4.1.3.2 物理资源上的映射

第 92 页 共 109 页

SRSRS序列rSRS(0),...,rSRS(Msc,)将被乘以一个幅度放缩因子SRS，然后从r(0)开始按照b1如下方式映射到资源块(k,l)上，即

a2kk0,lRSSRSrSRS(k)k0,1,...,Msc,b1 4-18 0otherwiseRS其中k0是Sounding参考信号的频域起始点，Msc,b是Sounding参考信号序列长度，定

义为

RSRBMsc,2bmSRS,bNsc 4-19

其中mSRS,b的定义在从表格 4-8到表格 4-11中给出对于各种不同上行带宽定义。小区专用参数“SRS bandwidth configuration”和终端专用参数“SRS-Bandwidth”BSRS{0,1,2,3}通过高层给出，如bBSRS。

频域起始点k0的定义如下

RS2Msc,k0k0bnb 4-20

b0BSRSNRB/2mSRS,02NSCkTC，其中k0依赖与“Transmission kTC{0,1}是偏移值，

comb”通过上层为终端定义，nb为频域序号索引。

为了配置Sounding参考信号频域Hopping，“SRS hopping bandwidth”值bhop{0,1,2,3}将由高层给出。如果当Sounding参考信号Hopping功能被关闭，则频域序号索引nb将为常值，而定义则如下nb4nRRCmSRS,bmodNb，式子中的“Frequency-domain position”nRRC则由上层给出。如果Sounding参考信号的Hopping功能被打开，则频域序列索引nb的定义为如下：

ULRB4nRRCmSRS,bmodNbnbFb(nSRS)4nRRCmSRS,bmodNb其中Nb在表格 4-8到表格 4-11中给出，

bbhopotherwise 4-21

nSRSmodbnSRSmodbb'bhopNb'b'bhopNb'if Nb even 4-22 (Nb/2)b1b1Fb(nSRS)N2Nb'bhopb'b'bhopb'b1if Nb oddNb/2nSRS/b'bhopNb'第 93 页 共 109 页

其中无论Nb的值在表格 4-8到表格 4-11中是多少，都有Nbhop1。

nSRS(nf10ns/2)/TSRS用于记录终端专用Sounding参考信号传输的数目，其中TSRS为Sounding参考信号传输终端专用周期。

Sounding参考信号将在子帧中的最后一个符号中传送。

UL表格 4-8 mSRS,b与Nb的值(上行带宽为6NRB40)

SRS bandwidth configuration 0 1 2 3 4 5 6 7 SRS-Bandwidth b = 0 mSRS,b Nb 36 32 24 20 16 12 8 4 1 1 1 1 1 1 1 1 SRS-Bandwidth b = 1 mSRS,b Nb 12 16 4 4 4 4 4 4 3 2 6 5 4 3 2 1 SRS-Bandwidth b = 2 mSRS,b Nb 4 8 4 4 4 4 4 4 ULSRS-Bandwidth b = 3 mSRS,b Nb 4 4 4 4 4 4 4 4 1 2 1 1 1 1 1 1 3 2 1 1 1 1 1 1 表格 4-9 mSRS,b与Nb的值(上行带宽为40NRB60) SRS-Bandwidth b = 0 mSRS,b Nb 48 48 40 36 32 24 20 16 1 1 1 1 1 1 1 1 SRS-Bandwidth b = 1 mSRS,b Nb 24 16 20 12 16 4 4 4 2 3 2 3 2 6 5 4 SRS-Bandwidth b = 2 mSRS,b Nb 12 8 4 4 8 4 4 4 2 2 5 3 2 1 1 1 SRS-Bandwidth b = 3 mSRS,b Nb 4 4 4 4 4 4 4 4 3 2 1 1 2 1 1 1 SRS bandwidth configuration 0 1 2 3 4 5 6 7 UL表格 4-10 mSRS,b与Nb的值(上行带宽为60NRB80)

SRS bandwidth configuration 0 1 2 3 4 5 6 7 SRS-Bandwidth b = 0 mSRS,b Nb 72 60 48 48 40 36 32 1 1 1 1 1 1 1 1 SRS-Bandwidth b = 1 mSRS,b Nb 24 32 20 24 16 20 12 16 3 2 3 2 3 2 3 2 SRS-Bandwidth b = 2 mSRS,b Nb 12 16 4 12 8 4 4 8 2 2 5 2 2 5 3 2 SRS-Bandwidth b = 3 mSRS,b Nb 4 4 4 4 4 4 4 4 3 4 1 3 2 1 1 2 第 94 页 共 109 页

UL表格 4-11 mSRS,b与Nb的值(上行带宽为80NRB110)

SRS bandwidth configuration 0 1 2 3 4 5 6 7 SRS-Bandwidth b = 0 mSRS,b Nb 96 96 80 72 60 48 48 1 1 1 1 1 1 1 1 SRS-Bandwidth b = 1 mSRS,b Nb 48 32 40 24 32 20 24 16 2 3 2 3 2 3 2 3 SRS-Bandwidth b = 2 mSRS,b Nb 24 16 20 12 16 4 12 8 2 2 2 2 2 5 2 2 SRS-Bandwidth b = 3 mSRS,b Nb 4 4 4 4 4 4 4 4 6 4 5 3 4 1 3 2 4.1.3.3 Sounding参考信号子帧配置

关于Sounding参考信号一帧中的小区专用子帧配置周期和小区专用子帧偏移在表格 4-12(FDD)和表格 4-13(TDD)给出。对于TDD而言，Sounding参考信号仅仅会被配置在上行子帧或者UpPTS中。

表格 4-12 FDD Sounding参考信号子帧配置

Configuration Period Transmission offset

Configuration Binary (subframes) (subframes) 0 0000 1 {0} 1 0001 2 {0} 2 0010 2 {1} 3 0011 5 {0} 4 0100 5 {1} 5 0101 5 {2} 6 0110 5 {3} 7 0111 5 {0,1} 8 1000 5 {2,3} 9 1001 10 {0} 10 1010 10 {1} 11 1011 10 {2} 12 1100 10 {3} 13 1101 10 {0,1,2,3,4,6,8} 14 1110 10 {0,1,2,3,4,5,6,8} 15 1111 Inf N/A 表格 4-13 TDD Sounding参考信号子帧配置 Transmission Configuration Period Configuration Binary offset (sub-frames) (sub-frames) 0 0000 5 {1} 1 0001 5 {1, 2} 2 0010 5 {1, 3} 3 0011 5 {1, 4} 4 0100 5 {1, 2, 3} 5 0101 5 {1, 2, 4} 6 0110 5 {1, 3, 4} 7 0111 5 {1, 2, 3, 4} 8 1000 10 {1, 2, 6} 9 1001 10 {1, 3, 6} 第 95 页 共 109 页

10 11 12 13 14 15 4.2

1010 1011 1100 1101 1110 1111 10 10 10 10 Inf reserved {1, 6, 7} {1, 2, 6, 8} {1, 3, 6, 9} {1, 4, 6, 7} N/A reserved LTE系统中下行导频方案

定义了如下三种下行参考信号：

1. 小区专用的参考信号，与非MBSFN传输关联； 2. MBSFN参考信号，与MBSFN传输关联； 3. 终端专用的参考信号。

4.2.1 小区专用参考信号

这里描述的参考信号仅仅适用于子载波间隔f15 kHz的情况下。小区专用参考信号将在支持非MBSFN传输的小区中的所有下行子帧中传输。当子帧用于MBSFN传输时，仅一个子帧中的第一个时隙中的前两个OFDM符号中的小区专用参考信号被传输。

小区专用参考信号在天线端口0~3中的一个或者多个端口中传输。 4.2.1.1 序列产生

参考信号序列rl,ns(m)定义为

rl,ns(m)1212c(2m)j12max,DL12c(2m1), m0,1,...,2NRB1 4-23

其中ns是一个无线帧中的时隙序号，l是一个时隙中的OFDM符号序号。伪随机序列c(i)的产生参看参考文献[133]中附录7.2。伪随机序列发生器将在每个OFDM符号起始位置

cellcell12NIDNCP进行初始化。其中 用cinit2107ns1l12NID1for normal CPNCP 4-24

0for extended CP4.2.1.2 资源映射

(p)参考信号序列rl,ns(m)，将按照如下方式映射到复值调制符号ak,l上，作为时隙ns中天

线端口p上的参考符号，即

(p)ak,lrl,ns(m') 4-25

其中

k6mvvshiftmod6DL0,Nsymb3if p0,1lif p2,3 4-26 1DLm0,1,...,2NRB1max,DLDLmmNRBNRB变量v和vshift定义了不同参考信号在频域上的位置，其中

第 96 页 共 109 页

033v03(nsmod2)33(nsmod2)cellmod6。 小区专有的频域偏移为vshiftNIDif p0 and l0if p0 and l0if p1 and l0 4-27

if p1 and l0if p2if p3在一个时隙中，在任何天线端口上用作传输参考信号的资源块k,l，不能在相同的时间中其它天线端口上进行任何传输，并被设置为0。

下面图表 4-1给出了按照上述定义的用于参考符号传输的资源块示意图。其中Rp表示在天线端口p上用于传输参考符号的资源块。

图表 4-1 下行参考信号映射(常规CP)

第 97 页 共 109 页

图表 4-2 下行参考信号映射(扩展CP)

4.2.2 MBSFN参考信号

MBSFN参考信号只在分配给MBSFN传输的子帧中传输。MBSFN参考信号在天线端口4上传输。

仅仅定义了采用扩展CP情况下的MBSFN参考信号。 4.2.2.1 序列产生

MBSFN参考信号序列rl,ns(m)定义为

rl,ns(m)1212c(2m)j12max,DL12c(2m1), m0,1,...,6NRB1 4-28

其中，ns是一个无线帧中的时隙序列，l是一个时隙中的OFDM符号序号。伪随机序列定义参考文献[133]中附录7.2。伪随机序列发生器将在每个OFDM符号起始点通过式

9MBSFNMBSFN1NID子cinit27ns1l12NID实现初始化。

4.2.2.2 资源映射

(p)在OFDM符号l中的参考信号序列rl,ns(m)，将按照如下方式映射到复值调制符号ak,l上，并且p4，且根据

(p)ak,lrl,ns(m) 4-29

其中

第 98 页 共 109 页

if l0 and f15 kHz2m2m1if l0 and f15 kHzkif l0 and f7.5 kHz4m4m2if l0 and f7.5 kHzif nsmod20 and f15 kHz20,4if nmod21 and f15 kHz 4-30 slif nsmod20 and f7.5 kHz10,2if nsmod21 and f7.5 kHzDLm0,1,...,6NRB1max,DLDLmm3NRBNRB下面 给出了子载波f15 kHz情况下，用于传输MBSFN参考信号的资源块示意图。

在一个MBSFN专用小区子载波f7.5 kHz情况下，MBSFN参考信号分别按照 所映射到资源块上。其中Rp表示在天线端口p上用于传输参考符号的资源块。

图表 4-3 MBSFN参考信号映射(扩展CP，f15 kHz)

第 99 页 共 109 页

图表 4-4 MBSFN参考信号映射(扩展CP，f7.5 kHz)

4.2.3 终端专用参考信号

终端专用参考信号用于支持单天线端口的PDSCH传输。终端专用参考信号在天线端口5上传输，终端将被高层告知是否存在终端专用参考信号，以及是否是一个有效的相位参考。如果高层信令通知终端存在UE专用参考信号，并且是有效的PDSCH解调相位参考，UE可以忽略任何在天线端口2和3上的传输。终端专用参考信号仅仅在PDSCH对应的资源块中传输。

4.2.3.1 序列产生

终端专用参考信号序列r(m)定义为：

r(m)1212c(2m)j12PDSCH12c(2m1), m0,1,...,12NRB1 4-31

PDSCH其中NRB表示PSCH传输对应的传输带宽(资源块个数)。伪随机序列c(i)产生定义参

看参考文献[133]中附录7.2。伪随机序列发生器将在每个子帧起始点通过公

cell16式cinitns212NID12nRNTI进行初始。

第 100 页 共 109 页

4.2.3.2 资源映射

在PDSCH传输对应的一个频域序号为nPRB的物理资源块中，参考信号序列r(m)将按照

(p)下式映射到一个子帧的复值调制符号ak,l上，并且p5：

正常CP有

(p)PDSCHm') ak,lr(3lNRBRBRB

k(k)modNscNscnPRB

if l2,34m'vshiftk

4m'(2vshift)mod4if l5,63l06l1

4-32 

l

2l25l30,1if nsmod20l

2,3if nsmod21

PDSCH

m'0,1,...,3NRB1

扩展CP有

(p)PDSCHakr(4lNm') ,lRBRBRBk(k)modNscNscnPRBif l43m'vshiftk3m'(2vshift)mod3if l14l{0,2} 4-33 ll110if nsmod20l1,2if nsmod21PDSCHm'0,1,...,4NRB1其中m'是终端专用参考信号资源块计数器，对应PUSCH传输中每一个对立的OFDM

符号。

cell小区专用频率偏移为vshiftNIDmod3。

PDSCH映射按照频域序号nPRB的增序进行。NRB的数量将表示在一个对应PDSCH资源块

中的带宽。

下面图表 4-5中给出了常规CP终端专用参考信号资源映射。 下面图表 4-6中给出了扩展CP终端专用参考信号资源映射。

第 101 页 共 109 页

图表 4-5 终端专用参考信号映射(常规CP)

图表 4-6 终端专用参考信号映射(扩展CP)

第 102 页 共 109 页

5 结论以及建议

第 103 页 共 109 页

6 参考文献

[1] [2]

何婷, “LTE帧结构研究报告”, v0.0.1, 2009.02.16

3GPP, RAN1 Meeting #40bis, R1-0500, Nokia, “SC-FDMA uplink frame structure for simulations ” [3] 3GPP, TR25.814 v0.1.1, “3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group

Radio Access Network; Physical Layer Aspects for Evolved UTRA (Release 7)” [4] 3GPP, RAN1 Meeting #46, R1-063128, Ericsson, “Uplink reference signals” [5] 3GPP, RAN1 Meeting #49, R1-070266, Texas Instruments, “Summary of Reflector

Discussions on EUTRA UL DM RS” [6] 3GPP, RAN1 Meeting #42bis, R1-051142, NTT DoCoMo, Fujitsu, Mitsubishi Electric

Corporation, NEC, Panasonic, SHARP, Toshiba Corporation, “Orthogonal Pilot Channel in the Same Node B in Evolved UTRA Uplink” [7] 3GPP, RAN1 Meeting #46, R1-062011, Texas Instruments, “Summary of Reflector

Discussions on EUTRA UL RS Design Issues” [8] 3GPP, RAN1 Meeting #47bis, R1-070266, Texas Instruments, “Summary of Reflector

Discussions on EUTRA UL DM RS” [9] 3GPP, RAN1 Meeting #47, R1-063537, Texas Instruments, “Summary of Reflector

Discussions on EUTRA UL RS Design Issues” [10] 3GPP, RAN1 Meeting #44bis, R1-061066, Samsung, “Summary of e-mail discussion on LTE

uplink reference signal” [11] 3GPP, RAN1 Meeting #47bis, R1-070433, Qualcom, “UL RS Planning and Structure with

Long Blocks” [12] 3GPP, RAN1 Meeting #46bis, R1-062728, NTT DoCoMo, Mitsubishi Electric, Panasonic,

Sharp, Toshiba Corporation, “Reference Signal Sequence Allocation Method in E_UTRA Uplink” [13] 3GPP, RAN1 Meeting #47bis, R1-070384, Nokia, “UL Reference Signals” [14] 3GPP, RAN1 Meeting #47bis, R1-070365, Fujitsu, “Structure of uplink reference signal” [15] 3GPP, RAN1 Meeting #48bis, R1-072053, NEC, “Optimized UL RS Design – OZCL

Sequences” [16] 3GPP, RAN1 Meeting #49bis, R1-072719, NEC, “UL RS via OZCL Sequences” [17] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-074319, Alcatel-Lucent, Ericsson, Freescale, Huawei, LGE,

Motorola, Nokia, Nokia-Siemens Networks, NTT DoCoMo, Nortel, Panasonic, Qualcomm, TI, “Way Forward for PUSCH RS” [18] 3GPP, RAN1 Meeting #50bis, R1-074192, LG Electronics, “Comparison of proposals for

CG UL DM RS” [19] 3GPP, RAN1 Meeting #50bis, R1-074509, LGE, Motorola, Nokia, Nokia Siemens Networks,

Qualcomm, Sharp, Texas Instruments, “Way forward on computer generated DM RS sequences” [20] 3GPP, RAN1 Meeting #48, R1-070726, Texas Instruments, “Sequence Hopping for the

Uplink Reference Signal” [21] 3GPP, RAN1 Meeting #50bis, R1-073939, SHARP, “A Proposed Way Forward for Selection

of UL DM RS CG Sequences for Small RB Allocations in E-UTRA UL” [22] 3GPP, RAN1 Meeting #50bis, R1-073985, Motorola, “Proposal for UL DM RS for 1 and 2

RB Allocation”

第 104 页 共 109 页

[23]

3GPP, RAN1 Meeting #50bis, R1-074449, Qualcomm Europe, “Computer Generated Sequence Comparison” [24] 3GPP, RAN1 Meeting #50bis, R1-074443, Texas Instruments, “Comparison of

Computer-Generated Sequence Proposals for UL DM RS” [25] 3GPP, RAN1 Meeting #50bis, R1-074314, Nokia Siemens Networks, Nokia, “On selection

of computer generated DM RS sequences” [26] 3GPP, RAN1 Meeting #49, R1-072467, Ercisson, “Uplink reference-signal(DM) structure” [27] 3GPP, RAN1 Meeting #49bis, R1-073091, Samsung, “Summary of Reflector Discussions on

EUTRA UL RS” [28] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-073728, Ericsson, “PUSCH RS” [29] 3GPP, RAN1 Meeting #50bis, R1-080241, NTT DoCoMo, Fujitsu, Mitsubishi Electric,

Sharp, “Hopping and Planning of Sequence Groups for Uplink RS” [30] 3GPP, RAN1 Meeting #50bis, R1-074368, Ericsson, “PUSCH sequence hopping patterns” [31] 3GPP, RAN1 Meeting #52, R1-080866, Ericsson, NTT DoCoMo, “Uplink DM RS,

discussion/proposals on remaining issues” [32] 3GPP, RAN1 Meeting #52, R1-080963, Qualcom, “Hopping of UL DM-RS” [33] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-081521, Ericsson, “Uplink DM RS hopping” [34] 3GPP, RAN1 Meeting #49, R1-072468, Ericsson, “On uplink reference signals for frame

structure type 2” [35] 3GPP, RAN1 Meeting #49, R1-072105, ZTE, “Performance evaluation of up transmission

with SB RS structure for LTE TDD with frame structure type 2” [36] 3GPP, RAN1 Meeting #49, R1-072259, CATT, LB vs. SB Simulation for TDD with Frame

Structure Type 2 [37] 3GPP, RAN1 Meeting #49, R1-072297, Nokia, Nokia Siemens Networks, “UL demodulation

reference signal for EUTRA TDD type 2 frame structure” [38] 3GPP, RAN1 Meeting #49bis, R1-072627, Ericsson, CATT, Huawei, Nokia, Nokia Siemens

Networks, Samsung, ZTE, “Way forward on uplink reference signals for frame structure type 2” [39] 3GPP, RAN1 Meeting #49bis, R1-073047, Ericsson, CATT, HuaWei, Nokia, NSN, ZTE,

RITT, “Further considerations on uplink reference signals for frame structure type 2” [40] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-081444, Nokia Siemens Networks, Nokia, “Cyclic shift

value definition for PUSCH demodulation RS” [41] 3GPP, RAN1 Meeting #52, R1-080920, Nokia Siemens Networks, Nokia, “CS hopping for

DM RS” [42] 3GPP, RAN1 Meeting #48bis, R1-0713, NTT DoCoMo, Ericsson, Mitsubishi Electric,

NEC, “Sequence Hopping and Cyclic-Shift Value Hopping for Uplink Reference Signal in E-UTRA” [43] 3GPP, RAN1 Meeting #49bis, R1-072747, Qualcom Europe, “RS structure for UL ACK

transmission” [44] 3GPP, RAN1 Meeting #47bis, R1-070437, Qualcom Europe, “Proposed Structure for UL

ACK and CQI” [45] 3GPP, RAN1 Meeting #48bis , R1-071293, Qualcom Europe, “Link Analysis and

Multiplexing Capability for UL ACK” [46] 3GPP, RAN1 Meeting #48, R1-070661, Qualcom Europe, “Cyclic Shift Hopping and Link

Performance of UL ACK and CQI Channels”

第 105 页 共 109 页

[47]

3GPP, RAN1 Meeting #49, R1-072472, Ericsson, “Summary of e-mail discussion on uplink control signaling” [48] 3GPP, RAN1 Meeting #49, R1-072063, Qualcom Europe, “PUCCH (CQI) structure and

multiplexing” [49] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-073749, Ericsson, “E-mail discussion summary on uplink

control signaling” [50] 3GPP, RAN1 Meeting #48bis, R1-071675, Nokia, Siemens, “UL sounding” [51] 3GPP, RAN1 Meeting #48bis, R1-071340, Motorola, “Considerations and Recommendations

for UL Sounding RS” [52] 3GPP, RAN1 Meeting #46bis, R1-062856, Ericsson, “Uplink reference signals” [53] 3GPP, RAN1 Meeting #49bis, R1-073116, Samsung, “Uplink channel sounding RS

structure” [54] 3GPP, RAN1 Meeting #49bis, R1-073210, Ericsson, “Uplink Sounding RS” [55] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-0732, Nokia Siemens Networks, Nokia, “UL Sounding

Arrangement” [56] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-073729, Ericsson, “Sounding RS” [57] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-073418, Texas Instruments, “Interference between Sounding

Reference Signal and Random Access Preamble” [58] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-073691, NTT DoCoMo, NEC, Sharp, Toshiba Corporation,

“Sounding RS Structure in E-UTRA Uplink” [59] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-073629, Panasonic, “Sounding RS multiplexing with RACH

and PUCCH for E-UTRA uplink” [60] 3GPP, RAN1 Meeting #50bis, R1-074068, Samsung, “Summary of Reflector Discussions on

EUTRA UL RS” [61] 3GPP, RAN1 Meeting #51, R1-074808, NTT DoCoMo, KDDI, Sharp, “Multiplexing

Scheme for Sounding RS in E-UTRA Uplink” [62] 3GPP, RAN1 Meeting #51, R1-074836, Ericsson, “Sounding RS, remaining issues” [63] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-081446, Nokia Siemens Networks, Nokia, “SRS

Bandwidth Selection” [] 3GPP, RAN1 Meeting #53, R1-081863, Nokia Siemens Networks, Nokia, “Handling of

dynamically varying SRS BW” [65] 3GPP, RAN1 Meeting #52, R1-080662, Samsung, “Summary of Reflector Discussions on

EUTRA UL RS” [66] 3GPP, RAN1 Meeting #53, R1-081951, NTT DoCoMo, Fujitsu, Mitsubishi Electric, Sharp,

Toshiba Corporation, Views on SRS Bandwidth Details [67] 3GPP, RAN1 Meeting #42bis, R1-051074, NEC Group, “Common Pilot Channel Mapping

for E-UTRA Downlink” [68] 3GPP, RAN1 Meeting #42bis, R1-051104, Qualcomm Europe, “Considerations on Pilot

Structure for OFDM base E-UTRA Downlink” [69] 3GPP, RAN1 Meeting #43, R1-051410, Nokia, “E-UTRA DL pilot considerations” [70] 3GPP, RAN1 Meeting #43bis, R1-051187, Ericsson, NTT DoCoMo, “E-UTRA downlink

reference signal structure” [71] 3GPP, RAN1 Meeting #LTE Ad Hoc, R1-060087, Ericsson, “E-UTRA downlink

reference-signal structure”

第 106 页 共 109 页

[72]

3GPP, RAN1 Meeting # LTE Ad Hoc, R1-060756, Motorola, “EUTRA DL Reference Signal Structure Summary and Text Proposal” [73] 3GPP, RAN1 Meeting #42bis, R1-051327, Ericsson,, Motorola, Nokia, NTT DoCoMo,”Text

Proposal for Downlink Pilot Design for EUTRA” [74] 3GPP, RAN1 Meeting # LTE Ad Hoc, R1-060258, CATT, Ericsson, Motorola, NEC, Nortel,

NTT DoCoMo, Qualcomm, Samsung, TI, “E-UTRA downlink reference-signal structure, text proposal” [75] 3GPP, RAN1 Meeting # LTE Ad Hoc, R1-060756, RAN1 Secretary, “Approved Report

(v.1.0.0) of 3GPP TSG RAN WG1 LTE Ad Hoc meeting in Helsinki (Helsinki, Finland, 23 – 25 January, 2006)” [76] 3GPP, RAN1 Meeting # LTE Ad Hoc, R1-060031, NTT DoCoMo, “Orthogonal Pilot

Channel Strucuture in E-UTRA Downlink” [77] 3GPP, RAN1 Meeting #46, R1-062010, Texas Instruments, “Summary of Reflector

Discussions on EUTRA DL RS Design Issues” [78] 3GPP, RAN1 Meeting #49, R1-072291, Nokia, Nokia Siemens Networks, “On timing

estimation with orthogonal reference sequences” [79] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-0730, Nokia, Nokia Siemens Networks, “Timing

Estimation with Orthogonal RS” [80] 3GPP, RAN1 Meeting #49bis, R1-073160, Qualcomm Europe, “OS for DL RS” [81] 3GPP, RAN1 Meeting #52, R1-081096, Nokia, Nokia Siemens Networks, Broadcom,

Freescale, Huawei, LG Electronics, NXP Semiconductors, Samsung, Texas Intruments, ZTE, NextWave Wireless, “Way Forward on Orthogonal Sequences for DL Reference signals” [82] 3GPP, RAN1 Meeting #46bis, R1-063008, Ericsson, “Down reference-signals” [83] 3GPP, RAN1 Meeting #46bis, R1-062724, NTT DoCoMo, Fujitsu, KDDI, Mitsubishi

Electric, NEC, Panasonic, Sharp, Toshiba Corporation, “Reference Signal Structure in E-UTRA Downlink” [84] 3GPP, RAN1 Meeting #49, R1-072202, Texas Instruments, “Summary of Reflector

Discussions on EUTRA DL RS” [85] 3GPP, RAN1 Meeting #48, R1-070768, Motorola, “Simulation Result for GCL based DL

Reference Signals” [86] 3GPP, RAN1 Meeting #46bis, R1-062966, Ericsson, “Down reference-signals” [87] 3GPP, RAN1 Meeting #47, R1-063032, Huawei, “Frequency-shifting or frequency-hopping

of DL reference symbols: implications to cell search and throughput performance” [88] 3GPP, RAN1 Meeting #49, R1-072427, NTT DoCoMo, Ericsson, Fujitsu, Mitsubishi

Electric, Panasonic, Sharp, Toshiba Corporation, “Frequency Hopping/Shifting of Downlink Reference Signal in E-UTRA” [] 3GPP, RAN1 Meeting #49bis, R1-073090, Samsung, “Summary of Reflector Discussions on

EUTRA DL RS” [90] 3GPP, RAN1 Meeting #47, R1-063168, LG Electronics, “Consideration on downlink RS

power boosting” [91] 3GPP, RAN1 Meeting #48bis, R1-0710, NTT DoCoMo, Ericsson, Fujitsu, Institute for

Infocomm Research, Mitsubishi Electric, NEC, Panasonic, Sharp, “Power Boosting of Reference Signal in E-UTRA Downlink” [92] 3GPP, RAN1 Meeting #48bis, R1-071481, Texas Instruments, “Summary of Reflector

第 107 页 共 109 页

Discussions on EUTRA DL RS” [93] 3GPP, RAN1 Meeting #50bis, R1-074066, Samsung, “Summary of Reflector Discussions on

EUTRA DL RS” [94] 3GPP, RAN1 Meeting #51, R1-0747, Samsung, “Summary of Reflector Discussions on

EUTRA DL RS” [95] 3GPP, RAN1 Meeting #45, R1-062020, Intel Corporation, NTT DoCoMo, “Reference Signal

Design in Downlink MIMO” [96] 3GPP, RAN1 Meeting #46bis, R1-062639, Texas Instruments, “Summary of Reflector

Discussion s on EUTRA DL RS Design Issues” [97] 3GPP, RAN1 Meeting #46bis, R1-062751, Nortel, “Comparison of MIMO DL Reference

Signal Design for 4 TX” [98] 3GPP, RAN1 Meeting #47, R1-063052, Motorola, “Performance of 4 Antenna Pilot

Proposals for EUTRA” [99] 3GPP, RAN1 Meeting #48, R1-070705, Nortel, “Channel Estimation Performance

Evaluation on Control Channel”

[100] 3GPP, RAN1 Meeting #46bis, R1-062979, Nortel, Motorola, Samsung, Nokia, Siemens,

Philips, NTT DoCoMo, LGE, ZTE, “R1-062979: DL RS 4 Tx”

[101] 3GPP, RAN1 Meeting #47, R1-063366, Nokia, “On the Reference Signal Structure for 4

Transmit Antennas”

[102] 3GPP, RAN1 Meeting #48, R1-070704, Nortel, “Performance evaluation of RS

hopping/shifting”

[103] 3GPP, RAN1 Meeting #48, R1-070705, Nortel, “Channel Estimation Performance

Evaluation on Control Channel”

[104] 3GPP, RAN1 Meeting #48, R1-070990, Nokia, “Reference Signals for Mixed Carrier

MBMS”

[105] 3GPP, RAN1 Meeting #48, R1-070701, Nortel, “Pilot Pattern for Mixed Carrier MBSFN

transmission”

[106] 3GPP, RAN1 Meeting #48bis, R1-071821, NEC Group, “Some issues related to MBSFN

sub-frame structure”

[107] 3GPP, RAN1 Meeting #48bis, R1-071280, Qualcomm Europe, “Unicast RS when unicast

and MBSFN multiplexed”

[108] 3GPP, RAN1 Meeting #48bis, R1-071674, Nokia, “Reference signal structure for MBSFN

transmission with 7.5kHz”

[109] 3GPP, RAN1 Meeting #48bis, R1-071548, Nortel, “RS for the dedicated carrier MBSFN” [110] 3GPP, RAN1 Meeting #47, R1-063053, Motorola, “Proposal for Dedicated Pilots in

Downlink Precoding for EUTRA MIMO”

[111] 3GPP, RAN1 Meeting #47bis, R1-0700, NTT DoCoMo, Fujitsu, Mitsubishi Electric, NEC,

Panasonic, “Dedicated Reference Signal for Beam-forming in E-UTRA Downlink”

[112] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-073568, Samsung, “Summary of Reflector Discussion on

EUTRA DL RS”

[113] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-073665, Nokia, Nokia Siemens Network, “On the Need of

Downlink Dedicated RS”

[114] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-073706, NTT DoCoMo, “Investigation on Adaptive

Beamforming Using Dedicated RS in E-UTRA Downlink”

第 108 页 共 109 页

[115] 3GPP, RAN1 Meeting #50, R1-073726, Ericssion, “Dedicated reference signal for E-UTRA

Frame Structure Type1”

[116] 3GPP, RAN1 Meeting #51bis, R1-080506, Ericsson, “UE specific reference signal pattern” [117] 3GPP, RAN1 Meeting #51bis, R1-0800, Motorola, “Dedicated Reference Symbol

Pattenrns”

[118] 3GPP, RAN1 Meeting #51, R1-0804, Qualcomm Europe, “Dedicated RS Structure for DL

Beamforming”

[119] 3GPP, RAN1 Meeting #51bis, R1-080168, CATT, “UE specific reference signals design” [120] 3GPP, RAN1 Meeting #51bis, R1-080373, Nortel, “RS Structure for Dedicated

Transmission”

[121] 3GPP, RAN1 Meeting #52, R1-081108, Motorola, Nortel, Broadcomm, Nokia, NSN, NTT

DoCoMo, NEC, Mitsubishi, Alcatel-Lucent, CATT, Huawei, Sharp, Texas Instrument, ZTE, Panasonic, Philips, Toshiba, “Way Forward on Dedicated Reference Signal Design for LTE downlink with Normal CP”

[122] 3GPP, RAN1 Meeting #52, R1-080661, Samsung, “Summary of Reflector Discussions on

EUTRA DL RS”

[123] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-081187, Nortel, “Dedicated RS Design for Extended CP” [124] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-081321, CATT, “DRS Pattern for Extended CP”

[125] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-081417, ZTE, “Dedicated RS Pattern for Extended CP” [126] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-081442, Nokia, Nokia Siemens Networks, “UE Specific

RS pattern for extended CP”

[127] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-0817, Nortel, ZTE, CATT, Ericsson, Nokia, Nokia and

Siemens Networks, RITT, “Way Forward on Dedicated RS Design for Extended CP ”

[128] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-081443, Nokia, Nokia Siemens Networks, “Confliction

between UE Specific RS with P/S-SCH and P-BCH”

[129] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-081188, Nortel, “Impact of Common Reference Signal

Density in BF zone”

[130] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-081572, CATT, “Overhead Reduction for BF”

[131] 3GPP, RAN1 Meeting #52bis, R1-081661, Samsung, “Summary of Offline Discussions on

EUTRA DL RS”

[132] 3GPP, RAN1 Meeting # , R1- ,

[133] 3GPP, TR36.211 v8.5.0, “3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group

Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA); Physical Channels and Modulation (Release 8)” [134]

第 109 页 共 109 页