反激式电路输出杂波消除

《一》引言

開關電源具有效率高，輸出電壓可調範圍大，損耗小，體積小，重量輕而得到了廣泛的應用，開關電源體積小，而輸出直流電壓的紋波含量比同功率線性電源大，如何降低紋波含量成爲開關電源應用及製造技術中的一個關鍵技術難點。

《二》綜述

一．影響輸出紋波的因素

圖1示出了開關電源的基本電路結構，對該電路進行分析可生參數引起知，其輸出紋波主要來自以下四個方面，即輸入交流電源雜訊，高頻雜訊，寄的共模雜訊和功率器件開關過程中産生的超高頻雜訊。

圖1。開關電源的基本結構

1． 輸入交流電源雜訊

開關電源由AC/DC和DC/DC兩部分組成。AC/DC的基本結構爲整流濾波電路，它輸出的直流電壓中含有交流濾波，其頻率爲輸入交流電源頻率的二倍，幅值與電源輸出功率有關，一般爲20v左右。該交流紋波經DC/DC交換器衰減後，在開關電源輸出端表現爲低頻雜訊，其大小由DC/DC交換器的變比和控制系統的增益決定。若要實現開關電源的低紋波輸出，則必須對低頻電源雜訊採取濾波措施。

2． 高頻雜訊

開關電源是依靠功率器件對輸入直流電壓進行高頻變脈寬斬波，而後整流濾波再實現穩壓輸出的，在其輸出端含有與斬波頻率同頻的高頻雜訊，其大小主要與開關電源的開關頻率及輸出濾波器結構圖。由圖2可知，開關電源的輸出高頻雜訊

V0＝

VinR0 （1）

n[LR0C0(2f)22LfR0]式中：Uin------斬波器輸出紋波 R0------負載電阻 n------變壓器變比 C0――濾波電容 L――濾波電感 f―――斬波器開關頻率

1

.

圖2

由（1）式可見，開關頻率越高，電感電容越大，輸出紋波越大。受功率器件開關損耗的，電源的開關頻率一般取50~100khz，輸出高頻雜訊一般爲100mv左右。

3．共模雜訊

由於功率器件與散熱器底板和變壓器原—副邊之間存在寄生電容，導線存在寄生電感，因此當矩陣波電壓作用于功率器件時，開關電源的輸出端將産生共模雜訊。圖3示出含寄生參數的DC/DC變換器原理與其等效電路。其中，C2爲功率器件與散熱器底板之間的等效電容，C3爲變壓器原—副邊之間的寄生電容;L2L3分別爲導線寄生電感。爲了簡化分析，現作如下假設：

①散熱器底板的阻抗爲0；

②與流過L2L3雜訊電流相比，忽略流過L1的雜訊電流；

③變壓器的輸出阻抗爲0，即對共模雜訊而言，相當於變壓器的輸出端短接。

根據以上假設，當矩陣波電壓作用于功率器件時，開關電源輸出端産産生的共模雜訊Vc＝Up[cosωt-cosω(t-a)]

式中 ω——L3C3

Up——矩形波電壓幅值 A——舉行電壓寬度

.變換器原理

2

.等效電路

圖3。含寄生參數的DC/DC變換器原理及其等效電路

4。超高頻雜訊

由於DC/DC 變換器副邊二極體存在反向恢復時間，在由正偏到反偏的過度過程中，反偏的二極體存在存儲電荷而不能立刻截至，表現出電容特性（其等效電容值隨二極體種類，反向電壓峰值及續流時電流的不同而不同）。該等效電容與導線的寄生電感一起産生了超高頻振蕩，該振蕩經LC濾波器衰減，在電源的輸出端表現出超高頻雜訊。高頻振蕩的幅值爲2Ui/n,頻率一般爲50～100Mhz.。

二．消除紋波的方法 1．採用濾波器 a.高頻無源濾波器

高頻無源濾波措施主要是針對超高頻雜訊和高頻雜訊而設計的。因爲這兩種電源雜訊的頻率較高，採用無源濾波時，LC的取值較小，因而濾波器的體積也較小。該濾波器採用了3階π型低頻濾波結構，其電路抑制曲線見圖4。這種濾波器設計較容易，但在元件製作和選取時，應注意寄生參數和影響；繞制高頻濾波電感時，應避免線圈重叠，且要均勻分佈，以減少寄生電容；選擇電容時，應採用高頻特性好的陶瓷電容和無感聚丙烯電容，且安裝時要儘量靠近，以減小分佈參數。

b.低頻有源濾波器

對於低頻交流輸出雜訊，若採用無源濾波措施，則因頻率較低，而勢必使電容，電感的取值很大，從而增大了體積，提高了成本。因此，在實驗中，我們採用了有源濾波措施。圖5示出有源濾波器的電路及紋波抑制曲線。有源濾波器的主要不足是串聯功率器件有一定的電壓降，從而影響了整機的效率，在實驗中通過選用高質量的控制電路和功率管，可使壓降值在0。5伏以下。

爲了減少共模干擾，在變壓器的副邊與大地之間接共模抑制電容，短接共模雜訊。

（a）電路 (b)抑制曲線

3

圖5。有源濾波器電路及其濾波曲線

2.閉環控制

a.單環控制

單相交流電網電壓經橋式整流，電容濾波後接到推挽開關變壓器輸入端。輸入直流電壓經電晶體開關變換爲交流方波，再經過橋式全波整流和兩級LC濾波，以得到較小的直流電壓。輸出電壓V經分壓（採樣）與高穩定的參考電壓Vr比較後，産生的誤差電壓，經放大後加到脈寬調製器PWM輸入端，以保證系統穩定運行，並改善系統的動態性能。誤差放大器的反饋支路由電阻，電容組成，使誤差放大器變成有源放大網路，簡稱補償網路。PWM接受誤差放大信號，並與鋸齒波比較，將誤差信號調製脈衝，經過光電隔離，給兩相驅動器使脈衝放大，交替驅動推挽開關電路的開關電晶體。

圖6中的脈衝調製器（PWM）及其工作原理如圖7，它實際上是一個信號比較器，時鐘信號是鋸齒波電壓，幅度爲Vm,周期爲Ts,開關頻率fs=1/Ts,誤差放大器（有源補償網路）産生一個控制信號Vk(t),變成脈衝d(t)。脈寬調製器將類比信號Vk(t)變成脈衝d(t),因此也稱爲模數變換器或數位信號處理器。由圖7波形可知，在每個開關周期開始時，PWM輸出脈衝，這時時鐘信號電壓上升到ET值，恰好與Vk相等時，輸出脈衝d的寬度，進而決定了開關電晶體的導通時間ton.如果Vk爲一常數，則每個開關周期內時鐘信號與Vk的交點不變，則輸出脈衝d的寬度ton爲一常數。當Vk下降時，脈衝寬度變窄，Vk上升時，脈衝寬度變寬。

由圖7可以分析系統的工作原理如下：當負載電流I0減小（負載電阻R加大）或直流輸入電壓Vs升高，都會引起輸出電壓V0升高，這時系統的調製過程如下： V0升高――>Vk下降――>脈寬d變窄――>ton減小――>V0下降

4

ˆs.其中Vs爲直流（穩態）進一步假設系統的直流輸入電壓有一個正弦擾動，即認爲Vs(t)=Vs+vˆs爲正弦擾動電壓。這時系統中各電壓，電流波形如圖8 電壓，v由圖8可見，系統中各處電壓和電流也相應地在直流分量上叠加一個正弦擾動量。對於buck型開關變換器，輸入電流is=Is+Is(t).是斷續的波形。而輸出低通濾波器的存在使輸出電壓V0=V0+V0(t).和負載電流i0=I0+i0(t)連續的波形，但都包含有高頻開關紋波。控制電壓vk=Vk+vk(t)，輸出脈衝寬度dTs=DTs+dTs(t),由於輸入直流電壓有低頻擾動分量vs(t),使輸出脈衝寬度變化量爲dTs(t).

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圖9（a）爲開關變換器輸出電壓的頻譜圖。當開關頻率fs比擾動信號頻率fc大的多，並且低通濾波器去基波以外的各次諧波分量時，輸出電壓的近似頻譜如圖（b）.由圖9可見，一般情況下，擾動信號頻率甚至低於開關頻率，輸出電壓頻譜中除了擾動信號頻率fc（基波分量），還有頻率爲2fc,3fc的高次諧波，開關紋波電壓頻率爲fs,2fs等等，因此輸出電壓頻譜中還含有頻率爲fS+fc,，，，fs-fc等等高次諧波。

由於低通濾波器的作用，開關變換器輸出電壓中開關紋波分量與直流分量相比是很小的（例如僅爲直流分量的1％或更小）。一般低通濾波器的幅頻特性如圖10所示，其轉角頻率f0遠小於開關頻率fs（例如fs=10~20f0）,在這種情況下，輸出電壓波形主要由擾動信號頻率fc決定，其他高次諧波均被抑制。

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圖10。低通濾波器的幅頻特性

b.雙環控制

前面所介紹的單環系統的特點是簡單，但是系統受到某種干擾作用時，無論是輸入電壓變化還是元件參數變化或負載擾動，都必須反映到輸出端，使輸出電壓發生變化以後，電壓控制環才起作用。這樣在瞬態過程中，單環調壓系統的輸出電壓可能會産生較大幅度的波動，甚至造成系統的不穩定現象。

以圖6所示的buck型電壓調壓系統爲例，當開關電晶體截止時，開關變換器的輸入端和輸出濾波電路解藕，如果在這段截止時間內，恰好輸入電壓有擾動，必須等到下一個周期開關電晶體再導通時，輸入電壓變化才影響到輸出電壓，反饋電路才能反映出輸入電壓的擾動。因此控制和調節作用延遲了。

圖11爲雙環開關調壓系統的原理框圖。內環爲電流環（又稱交流環），外環爲電壓環（又稱直流環）。

圖中CSP表示電流信號處理器。它是將主電路的電感電流I變換爲電壓Vy。並與電壓誤差放大信號Vx比較，産生控制電壓Vk,作用於控制器，將類比量調製爲脈衝d(t)，內環實現電流自動調節，外環實現電壓自動調節。

圖12所示buck開關調節系統中，在濾波電感L的磁芯上饒有量測繞組，電感匝數與量測繞組匝數之比爲1：n,通過量測繞組將檢測的電感電流il變換爲交流電壓Vy,加到誤差放大器的輸入端。由於電感電流Il中交流分量占主要成分，因此電流反饋環又稱爲交流環。

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圖

11。雙環開關調壓系統框圖

圖12。Buck型雙環開關調壓系統

當電感電流連續時

vy=nL

di dt

誤差放大器綜合反映了電壓信號V0和電流信號Vy。由於電感電流爲三角波，因此Vy爲方波，如圖13所示，經過積分以後，誤差放大器輸出三角波電壓vk(t),與恒定電壓E進行比較，（E稱爲臨界電壓）。當Vk與E之差爲0時，開關管導通。採用恒定ton爲常數，在開關控制器中預先設定。而截止時間的長短由下次Vk與E的交點決定，即與toff期間Vk的上升斜率有關。

8

控制電路波形

三． 零紋波的新線路

1． 該念：這一概念是針對cuk變換器所組合的有耦合電感的線路而言，如果恰當地選

擇兩個繞組的劄比，就可完全使輸出和輸入的紋波電流減少到零。

2． 零紋波的條件：

a． 兩個耦合電感L上的電壓波形V1和V2要一致 b． 且各自的紋波電壓相等。

3． 採用耦合電感後,設紋波電壓爲Ve,輸入輸出電流紋波等效電路如下圖1所示,用T型去

di1di2Lmdtdtdi1di2Ve2Lm(LsLm)dtdtVe1(LpLm)) (

耦等效電路則如圖2所示.圖中L)m爲磁化電感,Lp爲初級漏電感,Ls爲次級漏電感,折

算關係爲:Lm=ML,Lp=L1-ML,Ls=L2-ML由圖3-69可得

考慮到電壓波形一樣Vel=Ve2=Ve聯解體(1.3.31)(1.3.32)式可得: 式中

稱等效原邊電感

LpLepL1LmLsdi1LpVeLmLesL2dtLsLepdi2VedtLep

因耦合係數

稱等效副邊電感

(1.3.33) (1.3.34)

M1LmKL1L2L1L29

令

由式(1.3.35)和(1.3.36)可知:

(1) 當n=1時,Lep=L1(1+K)

nL1L2

稱電感匝比

11K(1.3.35) (1.3.36)

1K2LepL11Kn1K2LesL21K/n Les=L2(1+K)

說明L1和L2的效果:電感增加(1+K)倍,使原副邊的紋波電流減小

(2) 當n≠1時但近于1時,

(2).1如n<1即N1Lep=L1 Les ∞

效果:原邊紋流不變,副邊紋波電流爲零. (2).2如n>1即n1>N2時,則當 K 時1 n Lap ∞ Les=L2

效果:原邊紋波爲零,副邊紋波電流不變.

由上研究可見,凡電路中兩個電感的波形相同的開關變換器,都可以采有上面耦合的方法,使紋波電流減小,絕不是Cuk線路才有使紋波電流爲零的機會.

4． 由上可知，耦合電感實現零紋波可以通過有效的控制耦合係數k與占空比n得到，下

圖列舉了幾種零紋波濾波器。

l0在這組電路中互感相當於等值電感

lextlulext(1Np)2lu，上式中

Np

WpWo對於任意固定氣隙，都會有一個Lext的大小來達到消除紋波的目的。

（四）。實驗結果

一，高頻無源濾波器的特性分析： 1，濾波器邊的等效電路如下（3－1）

10

1． 濾波器有如下（3－2）八種：

圖3－2。八種濾波器

根據要求的截止頻率確定Tstop 由W2CU2=12LI2c=

1n和WLn確定出Un，Fn值 由KcKocK1cWc和KLKoLK1LWL 可計算出不同濾波器的L，C值

ZR11R2)n对LC滤波器k(R2Tstopn1ZR11R2kn(L1)n对LCL滤波器TstopWstopR1 Zk(1R2)n对CL滤波器R1Tstop1R1R2Z)n对CLC滤波器k(R1R2Tstop

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ZVnK1ckInK 1lLCZ2(VnI)2K1ck nK1l3． 頻域分析：

G(S)U0(S）RU（＝0iS）RiR0＋SL

G(jw)1Ｒｉ＋Ｒ０ＬＲ＋ｊｗ０Ｒ０

得到

Ｌ(w)20lgＧ(jw)20lg(R＋Ｒ２i０２２ＬＲ）＋ｗ２０Ｒ０(w)arctgwLR0Ri

幅頻與相頻特性曲線如下：

b．

Gｓ＝Ｒ０ＲｉＲ０ＳＣ＋Ｒｉ＋Ｒ０

Gjw1RiR0RjwRiC0

L(w)20lgG(jw)20lg(RiR0R)2(wRiC)20

(w)arctgwRiCR0RiR0

幅頻，相頻特性如下圖所示

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